基于ADS寬帶微波低噪聲放大器設計與仿真

馬翠紅 靳偉超 陳宇擎 楊友良

摘 ?要： 文章主要研究低噪聲放大器在寬頻帶范圍內增益平坦度低、阻抗匹配差的問題。選用Avago公司生產的具有高動態范圍和低噪聲特性的PHEMT器件ATF?38143晶體管，采用自給偏置共源，負反饋結構，基于ADS仿真設計完成一款兩級級聯的寬帶低噪聲放大器。該放大器利用源極串聯反饋電感和輸入端接雙支節微帶線的匹配方法。仿真結果顯示放大器在1.0～3.0 GHz的頻帶范圍內，輸入輸出回波損耗均小于-10 dB;系統穩定性因子[K>1];噪聲系數為（1.6±0.4） dB;最大增益為26.5 dB，增益平坦度縮小到±0.5 dB。

關鍵詞： 低噪聲放大器; ADS; 負反饋; 自偏置; 共源級聯; 阻抗匹配; 增益平坦度

中圖分類號： TN722.3?34 ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? 文獻標識碼： A ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?文章編號： 1004?373X（2019）15?0170?05

Design and simulation of broadband microwave low?noise amplifier based on ADS

MA Cuihong， JIN Weichao， CHEN Yuqing， YANG Youliang

（College of Electrical Engineering， North China University of Science and Technology， Tangshan 063210， China）

Abstract： The low gain flatness and poor impedance matching of a low noise amplifier working in a wide frequency band are studied. A two?stage cascaded broadband low?noise amplifier was designed and realized based on ADS simulation software， in which Avago Company′s ATF?38143 transistor of PHEMT device with high dynamic range and low?noise characteristic was used， and a self?biased common source and negative feedback structure were adopted. The matching method of a source?series feedback inductor and the input?terminal connecting a two?node microstrip line is used in the amplifier. The simulation results show that， in the frequency band of 1.0～3.0 GHz， the amplifier′s input and output return loss of is less than ?10 dB， system stability factor [K>1]， noise figure is 1.6±0.4 dB， maximum gain is 26.5 dB， gain flatness is reduced to ±0.5 dB.

Keywords： Amplifier ADS Negative feedback; self?bias; common source cascade; impedance matching; gain flatness

0 ?引 ?言

低噪聲放大器作為射頻通信接收系統的第一級有源電路，其性能直接決定整個系統的特性。對于寬帶低噪聲放大器電路來說，因晶體管的[S]參數在工作頻帶內會發生很大的變化，且輸入輸出端口的回波損耗系數大于-10 dB;同時，隨著工作頻率的升高，正向功率增益也會以6 dB/倍頻程的速率快速衰減，另一方面因為寄生電容影響，尤其當晶體管工作在高頻段其增益存在逐漸下降的特性[1]，因此寬帶低噪聲放大器的設計難點在于寬頻帶內同時保證高的正向增益即增益平坦度。

目前，針對寬帶低噪聲放大器已經設計提出如濾波匹配、分布式、共柵輸入、負反饋[2?5]等多種電路結構。其中，負反饋結構在寬頻帶內具有穩定系數高、非線性失真小、增益平坦等優點，另外，負反饋也可被用來實現寬帶內較好的阻抗匹配。但在寬帶應用中，仍有其局限性[6]。因該結構是以犧牲放大器的增益來獲得帶寬的，自身噪聲、帶寬和增益之間存在折中，對下級電路的噪聲也不能起到很好的抑制作用。

在電流一定的情況下，要想增加環路增益，一方面，可以增加反饋電阻，此時寬帶阻抗匹配變差，且電路失真增大;另一方面，可以通過增加晶體管寬長比來提高跨導，但大尺寸管的寄生電容較大，密勒效應加強，也會限制帶寬。

為此有許多文獻提出改進負反饋結構方法，文獻[7]在兩級放大器中均利用變壓器形成負反饋，該結構彌補了負反饋結構反向隔離差的特點，但是結構復雜，增益平坦度易受外界干擾。文獻[8]在輸入端增加了RLC匹配網絡，在前后兩級之間進行增益補償，從而實現寬帶匹配和增益平穩。

因串入電阻附加了功率損耗，增加了系統總的熱噪聲。在此基礎上本文以自偏置共源放大器為基礎，加入漏柵極間并聯負反饋優化增益平坦度和源極?GND的串聯負反饋改善阻抗匹配，采用微帶線匹配方法。在保證系統穩定、低噪聲的前提下，提高功率增益，改善增益平坦度，并給出電路設計原理分析和仿真結構。

1 ?寬帶低噪聲放大器電路設計

寬帶低噪聲放大器由兩級共源負反饋放大器級聯組成，電路結構如圖1所示。

圖1 ?兩級寬帶低噪聲放大器結構圖

寬帶低噪聲放大器設計要求如下：

工作頻帶范圍為1.0～3.0 GHz;直流電壓[Vdd=]5 V;系統噪聲系數NF<2.5 dB;增益[G>]25 dB;增益平坦度為±1 dB;輸入回波損耗[S11<]-10 dB。

1.1 ?偏置電路

參考ATF?38143的DateSheet參數文件選取晶體管靜態工作點，當工作頻率為2 GHz，晶體管漏極偏壓設置為2 V，漏極電流處于20～50 mA之間時，其最大增益超過17 dB，且增益平坦，噪聲系數小于0.4。利用ADS直流仿真控件對其進行直流仿真，仿真結果如圖2所示。

靜態工作點[m1]處漏極偏壓[Vds]為2 V，柵極偏壓[Vgs]約為-0.44 V，漏極電流[Ids]為25 mA。晶體管的工作狀態處在截止區和飽和區的交界范圍，電壓和電流相對較小，適合于設計低噪聲小功率的放大電路。

圖2 ?直流仿真結果

當輸入信號較小時，在[Idss]附近漏極電流[Ids]與柵源極間偏壓[Vgs]呈線性變化關系，即使柵極偏壓為0 V，晶體管也能正常工作。為獲得柵源極間所需的負偏壓，選用較大阻值的柵極電阻[Rg]（500 Ω），將柵極電壓偏置為GND電平，此外，[Rg]為柵極偏壓提供通路，瀉放柵極積累的電荷，提高穩定性;另一方面，源極電阻[Rs]為管芯提供瞬態保護。此時柵極通過[Rg]直流接地電壓是0 V，而源極電壓為正，從而獲得柵源極間負的偏置電壓。

可以近似地認為源極電壓[Vs]的值等于[Vgs]的值，[Vs]決定于漏極電流[Id]和源極電阻[Rs]，因此漏極電流的變化會自動調節柵源極間的偏壓，從而保證器件靜態工作狀態的穩定，如圖3所示。

圖3 ?直流自給偏置電路

分析共源結構和源極負反饋晶體管的小信號模型，因各極（G，S，D）與襯底（B）間電容（[Cgb]，[Csb]，[Cdb]）值遠小于晶體管的極間電容，在此忽略它們?？芍礃O電阻[Rs]與輸入阻抗[Zin]的變化關系如下：

由跨導式（2）可知，增益大小與源極電阻[Rs]成反比，如果為了提高放大倍數而過分的減小[Rs]，將會破壞放大電路各端口間的直流電位關系。導致最大輸出振幅下降，直流偏置的溫度穩定性變差。為了在提高交流增益的同時不影響各部分間的直流電位關系，如圖3所示，將源極電阻[Rs]并聯電容[Cs]，這樣在不影響直流電位關系的情況下，減小了源極與GND間的交流阻抗，提高了系統的交流增益。

分析共源結構晶體管的輸入端等效電路，可以得出源極串聯反饋電感[Ls]與輸入阻抗的關系：

因此，可以通過調節[Rs]和[Ls]更加靈活地實現與信號源（50 Ω）的輸入阻抗匹配，縮小最佳噪聲阻抗和端口阻抗的差異，改善系統噪聲和增益特性。

由穩定性式（4）可以看出，系統的穩定性與[S]參數相關，[S]參數要求端口使用匹配負載，源極電感[Ls]通過改變輸入阻抗達到匹配，進而對實現系統的最大功率傳輸、降低噪聲等都有一定的作用。對于工作頻率達到GHz的射頻集成電路來說，[Ls]線圈選取大約半圈到兩圈。通過仿真對比1～6 nH電感對穩定性的影響，結果表明，電感值越大對低頻部分的穩定性提高越明顯，但高頻特性有所下降，另外，考慮到設計尺寸電感不應選取太大，本文選取1.5 nH電感。系統穩定性因子在1.0～3.0 GHz頻帶范圍內均大于1，如圖4所示。

圖4 ?源級電感負反饋系統穩定性分析

1.2 ?匹配網絡

電壓和功率反射都是因為源或負載阻抗不匹配而產生的，此時系統會附加失真與干擾，導致穩定性降低，功率損耗增大。假設源與負載的功率反射系數全為0，分析在沒有反射的情況下系統的傳輸功率：

由分析結果可知，通過阻抗共軛匹配可以實現最大功率傳輸。

源極串聯電感，電阻可以改變其輸入阻抗，但是源極電阻值決定了晶體管的靜態特性，不能隨意地改變大小。通過改變電感值，在保證系統絕對穩定的條件下，增大系統輸入阻抗。品質因數[Q]與系統帶寬成反比，其越大帶寬越窄。其值為等效串聯阻抗的虛部電抗與實部阻抗之比。因此可以通過增大輸入阻抗實部，減小輸入阻抗虛部來減小[Q]值進而增大帶寬。

本文選用介電常數為3.6的Rogers4350B，特性阻抗為50 Ω的微帶線。采用微帶線雙支節匹配網絡，其中的串聯微帶線用來增大輸入阻抗實部，通過改變雙支節的長度，靈活地抵消輸入阻抗的虛部。利用ADS自帶的設計向導與優化控件設置微帶線的長度來達到阻抗匹配的目的。

系統等增益圓的最小噪聲點和等噪聲系數圓的最大增益點位置不同。最小噪聲阻抗匹配與最大增益阻抗匹配不能同時達到，只能在保證噪聲系數小于2 dB的前提下，滿足較高的增益阻抗點進行折中匹配。觀察對比圖5匹配前后最小噪聲點與最大增益點間的距離被拉近且距離史密斯圓圖中心（50 Ω）的距離也相對縮短。

由圖6輸入匹配后的特性參數可以直觀地看到，在低頻端時增益較高達到19 dB。隨著工作頻率的提升，3 GHz時增益降至6 dB衰減了大約13 dB，寬頻帶內增益平坦度差。輸入電壓反射系數[S11]只在2.5 GHz左右小于-10 dB，不滿足帶寬要求。

2 ?負反饋結構

反饋電路平衡晶體管高低頻段的功率增益，將放大器輸出端部分能量耦合反饋到放大器的輸入端，由于柵極輸入與漏極輸出電壓相位相反，反饋能量的相位與輸入能量的相位反向，因而降低低頻增益，補償高頻增益，實現增益隨頻率升高緩慢下降的特征，很好地改善放大器的增益平坦度。同時，在不添加損耗性器件的前提下，放大器的穩定性得到提高。該電路結構也可優化放大器的端口阻抗，并聯反饋電路，使共源結構輸入端較大的阻抗值降低，接近信號源負載。

圖5 ?工作頻率在2.5 GHz時匹配前后等增益圓與等噪聲圓

圖6 ?輸入端口匹配后增益[S21]與電壓反射系數[S11]

反饋電路主要由反饋電阻、反饋電容和反饋電感三個元件組成，如圖7所示。

確定電路結構和晶體管型號后，反饋能量的大小取決于反饋電阻、反饋電容主要起隔直的作用，避免放大器漏極和柵極發生串擾;反饋電感相當于一個調節器件，對于高頻能量阻礙強于低頻能量，可以調節整體的增益平坦度。

圖7 ?負反饋放大器結構

考慮到在高頻段時晶體管的寄生阻抗對系統影響明顯，添加反饋電感用來減小反饋環在高頻段的反饋量，使反饋電阻所帶來的正向增益在高頻段衰減的附加影響得以補償。

為了增加系統增益，將單級負反饋放大器級聯。設計中間級匹配網絡實現前級放大電路輸出阻抗與后級放大電路輸入阻抗匹配，實現最大功率傳輸，改善增益平坦度。

在兩級之間添加隔直電容，濾除前級輸出信號的直流成分，保證下一級輸入信號為純射頻信號。利用ADS的史密斯圓圖匹配法，采用微帶線雙支節匹配，匹配后系統輸入阻抗匹配仿真結果如圖8所示。

圖8 ?級聯后輸入端口[S11]史密斯環

史密斯圓圖上阻抗軌跡不再是單一的阻抗點，而是一條對應整個工作帶寬上所有頻率的阻抗線段，顯然這條阻抗線段環繞史密斯圓圖的中心，即靠近50 Ω信源阻抗點，處于較好的阻抗匹配狀態。把[S11]等于-10 dB的回波損耗分界線作為判別標準（黑色虛線圓圈）。阻抗的整個線條軌跡都處于分界圓內小于-10 dB，說明在1.0～3.0 GHz的工作頻帶內的阻抗都實現了較好的匹配。圖9和圖10的笛卡爾坐標給出了寬帶阻抗匹配后更直觀的說明，輸入電壓反射系數[S11]在1.0～3.0 GHz寬帶范圍內均小于-10 dB。增益[S21]在寬帶范圍內大于26 dB，增益平坦度小于±0.5 dB。

圖9 ?級聯后輸入端口[S11]笛卡爾坐標

圖10 ?級聯后系統增益[S21]笛卡爾坐標

系統噪聲和最小噪聲在頻帶寬度內都處于1～2.5 dB之間，噪聲較低，且最大偏差為0.23 dB，如圖11所示。

3 ?結 ?語

本文研究寬帶低噪聲放大器增益平坦度低，阻抗匹配差的問題。選用PHEMT晶體管ATF?38143，以共源自偏置放大電路為基礎，采用兩級級聯，負反饋結構，基于ADS仿真軟件進行參數設計與優化，結合晶體管的參數特性，從偏置電路原理開始逐個分析元件對系統的影響，采用微帶線寬帶匹配方法達到阻抗匹配。仿真結果顯示該放大器在1.0～3.0 GHz的頻帶范圍內的噪聲系數小于2 dB，增益大于26 dB且增益平坦度在±0.5 dB之間。

圖11 ?兩級級聯放大器系統噪聲

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