功率MOSFET并聯主動均流設計與仿真

劉 通，崔業兵

(上海航天控制技術研究所，上海 201109)

0 引言

MOSFET以其開關速度快、導通電阻低等優點在電動自行車、電動叉車和電動伺服驅動器中均得到了廣泛的應用。在工業應用中，往往需要多個分立器件并聯，或采用多器件并聯結構的功率模塊[1-2]，才能實現傳導大電流的能力。然而，由于MOSFET器件參數、回路寄生參數和驅動電路的不一致，MOSFET并聯時，將產生各并聯MOSFET電流不均衡的問題，包括穩定導通后的靜態電流不均衡，以及開關過程中的動態電流不均衡[3-4]。不均衡現象會使并聯器件產生不對稱的開關速度、導通電壓和電流以及器件損耗，會使最薄弱的并聯器件因過載而損壞，并危及其他并聯器件的安全[5-6]。

針對多個MOSFET器件并聯的電流不均衡問題，已有文獻對其產生機理及應對措施進行了研究。文獻[7-9]分別從數學理論推導、多管并聯實驗以及器件散熱條件等方面對并聯MOSFET的靜態和動態均流特性進行的研究表明：器件參數的差異性以及電路板的布局布線引入的寄生電感對并聯MOSFET動態和靜態均流具有很大影響，而導通電阻則影響并聯器件的靜態電流均衡等。文獻[10-12]通過仿真對并聯MOSFET均流特性進行了分析，提出并驗證了各自的均流措施，主要包括篩選參數一致的器件、優化器件布局以及合理布線使寄生參數盡可能均衡等被動均流方法；文獻[12]提出了一種柵極電阻補償方法解決并聯MOSFET動態不均衡問題。此外，在文獻[13]中提出了一種基于差分電流傳感器檢測的主動均流方法，通過閉環控制并聯器件的電流偏差，達到對各個并聯器件的開關時間的控制，進而實現電流調控。然而，由于導致并聯MOSFET不均流的因素很難避免，常見的均流方法都有各自的局限性，因此，仍需進一步研究主動均流方法。

本文通過建立功率MOSFET并聯的電路及數學模型，在分析導致MOSFET并聯支路不均流的影響因素的基礎上，根據法拉第電磁感應定律，采用串入耦合電感的均流方法[14]，通過仿真實驗對該模型以及均流方法的有效性和可行性進行了驗證，為基于功率MOSFET并聯的低壓大電流逆變器設計提供了有效的技術途徑。

1 功率MOSFET并聯不均流分析

功率MOSFET的并聯應用中，并聯器件之間的均流問題包括靜態均流和動態均流。靜態電流是指功率器件在穩定導通的工作狀態下通過的電流；動態電流是指功率器件在開通和關斷時的電流[11]。

本文將使用仿真軟件Multisim 對并聯MOSFET回路進行仿真，仿真電路如圖1所示，分析并聯功率MOSFET各支路的靜態和動態均流問題。在測試電路中，包括2個被測器件Q1和Q2，兩者并聯運行。功率MOSFET的電氣特性參數主要包括：柵極內電阻Rg，不規則PCB布線在漏、源、柵極分別引入的寄生電感，Lg、Ld和Ls。Q1和Q2共用同一個驅動電路，總的柵極電阻為RG，驅動電壓為VGS。Ld1(Ld2)為不規則PCB布線引起的漏極寄生電感，同理Ls1(Ls2)為源極寄生電感。Lg1(Lg2)為柵極寄生電感。Udc為母線電壓，L為負載電感，Cdc為母線電容。Lσ、Lesl分別為母線電源以及母線電容的寄生電感。

并聯MOSFET可等效為一個開關功率器件，開通狀態時，直流電源和母線電容對其供電；關斷狀態時，負載電感L、負載電阻及反并聯二極管組成續流回路。在功率管導通過程中，母線電源和母線電容的寄生電感Lσ、Lesl，以及負載電感L等構成功率振蕩回路。但是，這屬于并聯器件的外部電路特征，對并聯支路電流的影響不大。所以，在分析中將忽略母線電源和母線電容的寄生電感Lσ、Lesl的影響。

因此，圖1中各支路寄生電感和電阻可分別簡化表示為

(1)

在開通與關斷過程中，MOSFET的漏源電阻Rds由柵源電壓ugs控制，令uds為漏源電壓，Vth為閾值電壓，VGP為平臺電壓，Cgd(av)為柵漏電容平均值，Rdson為漏源極間導通電阻[15]?？傻?/p>

(2)

在開關過程中，漏極電流id可表示為

(3)

其中，gm為跨導，且有

(4)

其中，ugs(t)為t時刻的柵源電壓；μ為載流子有效遷移率；COX為柵氧化層的單位面積電容；W和LCH分別為溝道的寬度和長度；系數β和負荷電流IL可按式(5)、式(6)計算[1]。

(5)

(6)

其中，Δt為器件的開通時間。

圖1 并聯功率MOSFET的仿真電路Fig.1 Simulation circuit of parallel power MOSFET

1.1 器件參數不一致的影響

由式(3)可知，跨導、閾值電壓和導通電阻等因素會對電流的靜態特性產生影響，而驅動電阻RG和寄生電感則會對功率MOSFET的動態特性產生影響。當MOSFET并聯時，這些影響因素都可能致使各并聯支路中產生靜態和動態電流不均衡現象。

在穩定導通狀態下，并聯器件的導通電流特性主要由導通電阻決定。并聯支路導通電流可以分別表示為

(7)

式中，Rdson1和Rdson2為導通電阻，iL=id1+id2為2個并聯支路的電流之和，則有

(8)

令偏差電流Δid=id1-id2,由式(7)有

(9)

由式(9)可知，偏差電流Δid受導通電阻Rdson的影響。當器件導通電阻越接近相等時，系數λ越接近于1，此時不均衡電流趨于0，從而均流效果最好。

基于Multisim仿真軟件，當Rdson有差異時，并聯功率MOSFET的電流輸出結果如圖2所示，其中Q1和Q2的導通電阻分別為50mΩ和60mΩ，導通電阻的偏差導致了并聯支路電流的不均衡現象。

圖2 不同導通電阻的MOSFET并聯效果Fig.2 Paralleled MOSFETs with different on-resistances

1.2 寄生參數不一致的影響

MOSFET并聯均流的寄生參數主要包括：柵極引線電感Lg、源極引線電感Ls和漏極引線電感Ld等，在多管并聯時一定要盡量使對應的各引線長度相同。

1.2.1 漏極電感

根據基爾霍夫定律，對于漏極電感，有

(10)

在導通電阻一致的情況下，即令Rds1=Rds2=Rds，則有

(11)

對于有差異的漏極電感，令Ld1=Ld2+ΔLd，則有

(12)

(13)

由式(12)、式(13)可得

(14)

(15)

當測試條件一定時，Uds、L、Rds為常數，偏差電流Δid與ΔLd成正比。在 Δt時刻，并聯兩支路誤差電流Δid與Q1導通電流id1的比例可表示為

(16)

并聯支路間電流的不均衡度與ΔLd、Rds和Δt均有關系，對于動態的情況，則有

(17)

式(17)表明，導通電阻Rds越大，負荷電流越大，在開關過程中不平衡電流的衰減速率越大，從而有利于達到動態均流。

1.2.2 源極電感

對于源極電感，假定器件的閥值電壓和跨導參數相同，令gm為跨導；us為源極電感上的壓降；Vth為閾值電壓,同理有

(18)

由式(18)可得

(19)

因此，有

(20)

令Ls1=Ls2+ΔLs，則有

(21)

(22)

在Δt時刻，偏差電流與id1間的比例為

(23)

與式(16)相比，假設Ls2=Ld2、ΔLd=ΔLs，由于1/gm>Rdson，因此可知，源極電感較漏極電感對穩態電流差異的影響更小。

在開通和關斷時，根據式(21)可知，偏差電流Δid與源極電感差異ΔLs、源極電感Ls、跨導gm和器件的初始電流id1(Δt)有關。由于1/gm>Rds，故動態電流的變化速率更大。

1.2.3 柵極電感

假設并聯器件的其他參數一致，僅考慮柵極寄生電感的差異，可得

(24)

其中，ig1和ig2為并聯支路柵極驅動電流，故電流的差異可表示為

(25)

(26)

其中，Rg為柵極回路的總電阻。

1.2.4 仿真分析

采用Multisim進行仿真分析，如圖3所示。

(a)不同漏極電感Ld

(b)不同源極電感Ls

(c)不同柵極電感Lg圖3 不同寄生參數對MOSFET并聯的影響Fig.3 Influence of different parasitic parameters on MOSFET parallel connection

通過仿真圖可以得出如下結論：

1)漏極電感對均流的影響

圖3(a)中，Ld1=30nH，Ld2=5nH，設定源極電感、柵極電感和柵極電阻參數均相同。從圖中可以看出，當漏極引入電感不同時，Q2先導通，在開通后分擔大部分電流，在穩定后兩管電流趨于一致。在關斷過程中，關斷時間受到漏極寄生電感的影響不大。

2)源極電感對均流的影響

圖3(b)中，Ls1=30nH，Ls2=5nH，漏極和柵極電感相同，柵極電阻相同，可以看出，源極電感小的Q2先開通并且先關斷。在導通時，Q2比Q1多承擔了近1倍的電流，并隨導通過程而逐漸減小至相同，當2個功率管完全導通后電流才分配均勻；關斷過程中源極寄生電感對功率管關斷時間有很大影響，圖中Q2先關斷，過程中Q1比Q2多承擔1/4的電流。

3)柵極電感對均流的影響

圖3(c)中，Lg1=20nH，Lg2=15nH，漏極和源極電感相同，柵極電阻相同，可以看出，當柵極電感Lg有差異時，導通和關斷過程中柵極電感對均流影響很小。

2 功率MOSFET并聯主動均流原理

基于耦合電感的MOSFET并聯均流控制方法，能夠對包括動態不平衡電流以及靜態不平衡電流在內的不平衡電流均起到抑制作用，從而實現并聯MOSFET的各支路電流的均衡性，并且可以有效降低各MOSFET器件的開通和關斷損耗差異，對各MOSFET器件進行有效保護，延長使用壽命，提升并聯器件的電氣性能和耐用性。

2.1 主動均流的原理

耦合電感實現并聯均流的原理為：將耦合在公共磁芯上的匝數相同的2個線圈串入并聯支路中，當有電流流過時，磁路中將產生方向相反的磁通。

當并聯MOSFET參數一致、并聯支路完全對稱，且2個并聯支路中的電流相等時，合成的磁通為0；當導通電阻和線路寄生參數等有差異時，并聯支路產生的偏差電流將在磁芯中產生磁通，并感應出電動勢，根據法拉第電磁感應定律，該感應電動勢將維持并聯支路電流偏差趨向于0，從而實現并聯支路電流趨于均衡。

根據環路安培定理，有

ni=∮Hdl=H2πR

(27)

式中：n為線圈匝數；i為流過線圈的電流；H為磁場強度；R為線圈的等效半徑。

假設2個線圈匝數相等為n，回路的激磁電感Lm所產生的感應電動勢對支路的偏差電流Δid具有抑制作用，Lm和由Δid產生的感應電動勢uf滿足

(28)

其中

ΔΦ=ΔBS

(29)

ΔB=μrμ0(H1-H2)

(30)

式中：ΔΦ為磁通，ΔB為磁場強度，S為磁芯截面積；μ0為空氣磁導率，μr為磁芯相對磁導率，H1和H2分別為并聯支路中產生的磁場強度。

由式(27)～式(30)可得，感應電動勢uf為

(31)

由式(31)可得，激磁電感為

(32)

由式(32)知，抑制并聯支路偏差電流的電感為耦合線圈之間的激磁電感，對其可產生較強的抑制作用。

2.2 耦合電感的設計方法

如圖4所示，由基爾霍夫定律，有

(33)

圖4 耦合電感對并聯均流的影響Fig.4 Effect of coupled inductors on parallel current sharing

其中，Lm?max{Ld1+Ls1,Ld2+Ls2}，故式(33)可簡化為

(34)

另Rds1=Rds2+ΔRds，代入式(34)得

(35)

因此，偏差電流的動態響應時間可近似表示為

τs≈Lm/Rds

(36)

(37)

由式(37)可知，Δid的穩態抑制效果和耦合電感的大小無關，其動態抑制效果主要由響應時間τs決定。由于ΔRds?Rds，采用耦合電感后，不平衡電流可以得到抑制。

3 實驗驗證

為量化并聯器件電流的不平衡情況，定義不平衡度為

(38)

選用功率MOSFET器件IRF530N，構成2個功率器件并聯不均衡回路，電磁線圈原副邊各5匝，激磁電感Lm和漏感分別為30μH和100nH，測試器件Q1和Q2導通電阻分別為5mΩ和10mΩ。

針對無均流措施和耦合電感均流兩種情況，如圖5所示，給出了并聯器件開通、關斷以及穩態情況下的運行情況。圖5為采用耦合電感前后，均流效果對比圖。

(a)無均流措施和耦合電感均流對比

(b)開通過程

(c)關斷過程圖5 基于耦合線圈的主動均流效果Fig.5 Effect of active current sharing with coupling inductor

并聯均流對比情況如表1所示。

表1 并聯均流對比

對于穩態情況下，若不采用均流措施，并聯器件的電流分別為10.176A和9.652A，其不平衡度α≈5.28%；采用耦合電感后電流分別控制為9.915A和9.905A，其不平衡度α<1%，更為均衡。另外，并聯器件電流開通上升時間，分別從無均流措施的2.643μs和2.425μs，增加為加入耦合電感均流的3.351μs和3.346μs；同理，采用耦合電感均流后，器件的電流下降時間也從2.766μs和2.561μs增大為4.360μs和4.251μs。由此可見，采用串入耦合電感實現并聯器件均流的同時，也會延長器件的電流上升和下降時間。

從圖5中也可以看出，串入耦合電感后，并聯MOSFET之間的靜態電流更加均衡，從而使器件的損耗更加均勻；在開通和關斷過程中，峰值電流亦得到有效抑制，達到很好的均衡效果，從而顯著提高了并聯支路電流均流效果。

4 結論

在MOSFET并聯工作模式中，由于MOSFET參數的分散性和回路的不對稱性等因素，將使并聯MOSFET支路中產生電流不均現象。本文通過Multisim仿真，在分析功率MOSFET并聯不均流因素的基礎上，給出了基于耦合電感的并聯主動均流方法；通過理論推導以及仿真試驗驗證了該方法可以很好地抑制靜態和動態電流的不均衡現象，證明了其可行性和有效性，得出如下結論：

1)在并聯MOSFET回路中，MOSFET導通電阻的差異，電路參數不匹配，如漏極、源極、柵極電感的差異性等都將導致并聯MOSFET回路產生不均衡現象，而這些因素在并聯MOSFET設計中均不可避免；

2)不平衡電流會使耦合電感產生較大的激磁電感，而平衡電流使其產生較小的漏感，因此，串入耦合電感可有效抑制并聯支路間的不平衡電流，起到主動改善不均流現象的作用；

3)通過仿真試驗，得出串入耦合電感不僅可以實現良好的動態均流，而且靜態均流也得到顯著改善，在均衡各并聯器件損耗的同時，還有效降低了并聯器件的開通和關斷損耗；但是同時也會延緩器件電流的上升和下降速率。