新能源汽車LLC諧振DC/DC仿真設(shè)計

(武漢理工大學(xué) 機電工程學(xué)院，武漢 430070)

0 引言

21世紀(jì)是信息快速發(fā)展的時代。燃油汽車數(shù)量的增加，也增加了大氣中的二氧化碳含量，這也是全球變暖的主要因素之一[1]。因此，新能源汽車就出現(xiàn)了，它采用新技術(shù)和新結(jié)構(gòu)，使其效率更高，噪音更小，不產(chǎn)生尾氣，沒有污染[2]但是，電力能源汽車中的電力能源還是一個很大的技術(shù)難題。那么，設(shè)計出一款高效率并且環(huán)保綠色的電源轉(zhuǎn)換器，將對電動新能源汽車的發(fā)展有重大的突破意義[3]。LLC諧振DC/DC技術(shù)為新能源汽車的發(fā)展做出了鋪墊。

1 LLC諧振DC/DC的基本原理與技術(shù)控制

在理解DC/DC轉(zhuǎn)換器開關(guān)電源原理中，把變換器的基本工作原理分析和控制技術(shù)的挑選作為設(shè)計的核心。DC-DC轉(zhuǎn)換器的工作原理是本章的首要分析對象，并選擇了轉(zhuǎn)換器使用的主回路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。同時，分析了轉(zhuǎn)換器可以使用的控制技術(shù)，介紹了轉(zhuǎn)換器中軟開關(guān)技術(shù)的應(yīng)用和優(yōu)勢。

1.1 LLC諧振DC/DC變換基本原理

直流變換器通過開關(guān)管將直流電源切斷為方波是它的基本原理，并且調(diào)節(jié)方波的高電平在一個波形周期內(nèi)占有的時間比值來調(diào)節(jié)電壓。

1.1.1 降壓斬波電路

圖1顯示了斬波器的基本電路，開關(guān)管V將輸入Ud輸出為方波至r

圖3 平均電壓輸出波形

圖1 斬波器圖 圖2 電壓輸出波形圖

圖2中的綠線是斬波器的輸出波形。圖3中的綠線是其平均電壓以紅線示出的連續(xù)輸出波形，脈沖寬度窄，在時刻 T1之前，平均電壓( UR1)變高，脈沖變窄，平均電壓( UR2)在時刻 T1以后降低，固定方波周期 T保持不變，并且可以實現(xiàn)降壓要求。

圖4是加有LC濾波的電路。當(dāng)V導(dǎo)通時，L和C2存儲能量并向負(fù)載R傳輸功率; 當(dāng)V關(guān)斷時，C2向負(fù)載R輸電， L通過D向負(fù)載R輸電。輸出方波的頻率較高，一般在幾kHz到幾十kHz之間，所以電感量較小，輸出紋波不大。

圖4 LC濾波電路圖

該電路輸出電壓UR=D*Ud，D是占空比，值為0至1。

1.1.2 升壓斬波電路

如圖5所示，當(dāng)開關(guān)管V連接時，電感器L通過電流存儲在L上的負(fù)載，負(fù)載上的電壓由C2提供。

圖6是一個三通道多路并行升壓轉(zhuǎn)換器電路。 L1，V1和D1構(gòu)成通道1，電路和工作原理與上述單通道升壓斬波器相同。L2，V2和D2構(gòu)成通道2，電路和工作原理與上述單通道升壓斬波電路相同。L3，V3和D3構(gòu)成通道3，電路和工作原理與上述單通道升壓斬波電路相同。3個通道的切換周期和切換時間相同，多通道并聯(lián)電路可以增加輸出電流。

圖5 升壓斬波電路圖 圖6 升壓轉(zhuǎn)換器電路

1.2 LLC諧振DC/DC開關(guān)功率

電容器元件和磁元件儲存能量，并利用它的性能作用到開關(guān)穩(wěn)壓器中，要實現(xiàn)DC/DC的變換，需要將電感器中儲存的磁場形式的能量轉(zhuǎn)換為負(fù)載的能量。

1.2.1 開關(guān)頻率和儲能元件

儲能部件和功率開關(guān)的形狀和大小受多方面影響，但是直接因素是工作頻率，這是DC/DC變換其中的普遍現(xiàn)象[13]。磁性元件所耦合的功率是：P(L)=(2ILf)/2，即要維持不變的功率所要的電感也隨之減弱，電感的大小減少主要是由于磁性材料的纏繞線匝數(shù)的減小導(dǎo)致。電容元件所耦合的功率是：P(c)=(2VCf)/2，繼而儲能原件能實現(xiàn)相似物體大小減小。開關(guān)電源能用比較小的尺寸和印刷電路板面積，都得益于電容原件大小的減小。

1.2.2 逆變器的主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)選擇

如圖7所示，功率開關(guān)管是Q2和Q1。 D1、 D2為整流二極管， LF、 CF為濾波器。這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的本工作原理是：信號的控制導(dǎo)致電路的四個開關(guān)，并且輸入高壓直流電流被轉(zhuǎn)換成高電壓交變正弦脈沖串。 Q1導(dǎo)通時，電壓VIN通過Q1施加到變頻器T的初級側(cè)，開關(guān)管Q2上的電壓是原始電壓VIN的兩倍。之后，兩根導(dǎo)管同時被切斷。然后Q2導(dǎo)通，Q1關(guān)閉，兩個開關(guān)同時關(guān)閉以完成周期改變。每個周期重復(fù)上面的過程。

圖7 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)電路圖

在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，輸入電壓 VIN 直接施加在高頻變壓器上，因而，僅使用了兩個功率開關(guān)管就能實現(xiàn)較大功率的變換。而且，兩個開關(guān)管的源極連在一起，對開關(guān)管的控制信號無需隔離，這就使得驅(qū)動電路大為簡化，開關(guān)管容易受到電壓應(yīng)力的影響。

如圖8所示，電路圖結(jié)構(gòu)中有兩個三極管，兩個開關(guān)管Q1、Q2在控制電路的驅(qū)動下交替導(dǎo)通，它承受的電壓均為輸入電壓的二分之一[14]。另一個電容由電源充電，電壓升高。隨后Q1、Q2都截止，兩個電容通過充放電各自達到供電電壓的一半。之后，Q2打開，這與Q1打開時候情況類似，進而循環(huán)。

圖8 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)電路圖

因此，半橋式結(jié)構(gòu)一般用在中等容量的電源中。然而，半橋電路的最大優(yōu)點之一就是其抗失衡，這是其廣泛應(yīng)用的重要原因。

電路的均衡狀態(tài)意味著兩個頻率開關(guān)管在一個循環(huán)時間的上一部分和下一半部分更迭地傳導(dǎo)和截止。如果它們具有相等的飽和、壓降和相等的脈沖寬度，則表明電路工作在平衡狀態(tài)。當(dāng)電路工作在平衡狀態(tài)時，高頻變換器在初級半個循環(huán)內(nèi)的“電壓-時間”特性是相同的。如果因為開關(guān)器的飽和降壓差異而導(dǎo)致加到高頻變換器的電壓在兩個半循環(huán)內(nèi)不相稱，或者由于存儲時間不一致，控制電路輸出的脈沖寬度不相等或其他原因?qū)е戮w管的脈沖寬度不相等電路就會工作在不平衡狀態(tài)[15]。此時，變壓器的初級磁通量在一個周期內(nèi)不能總是回到原點，而是在一定方向上逐漸增大，從而導(dǎo)致磁芯飽和，最終導(dǎo)致功率開關(guān)管損壞。

半橋電路結(jié)構(gòu)的優(yōu)點就在于上面敘述的情況不會發(fā)生，這是因為兩個電容器C1和C2的電位影響了施加到半橋功率轉(zhuǎn)換電路中的高頻變換器。兩個電容器確定電源電壓，并且電壓分布由它們各自的導(dǎo)通脈沖的寬度支配[16]。因而保證在不容的兩個半周期內(nèi)具有相同的“電壓-時間”特性。對于存儲時間的差異，從目前的設(shè)備生產(chǎn)角度來看，即使是同一批次的設(shè)備也不可能完全一樣。 如果要采用全橋或者推挽結(jié)構(gòu)來說，就必須嚴(yán)格的對功率開關(guān)管進行挑選，保證參數(shù)盡量一直，或設(shè)置專門的平衡電路以解決電路的不平衡性問題[17]。

相較于半橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，全橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的功率開關(guān)器件增加了一倍，成本必然增高，相應(yīng)的驅(qū)動電路也會變得更為復(fù)雜。同時，在每一個導(dǎo)通回路上，至少有兩個開關(guān)管同時導(dǎo)通，功率損耗必然更大，因此，全橋轉(zhuǎn)換器更適合更高功率的應(yīng)用。

推挽拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有兩個主要優(yōu)點，一是高頻變換器內(nèi)核效率較好，二是驅(qū)動電路簡單。但其缺點是電路結(jié)構(gòu)較錯綜復(fù)雜，本錢較高。全橋拓?fù)渚哂写罅繉嵱玫墓β使埽⑶倚枰玫膮?shù)一致性。電鍵電壓降低一半，實用于大功率電源。半橋拓?fù)溥m用于各種功率。最重要的是其具有抗不平衡性的能力，對電路對稱性要求不嚴(yán)格。

開關(guān)電源中拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的選擇原則是在滿足性能要求的前提下綜合考慮系統(tǒng)造價、性能指標(biāo)和負(fù)載特性等因素。在實際應(yīng)用中，并沒有哪一個拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是最佳的，也就是說，對于不同的應(yīng)用，要選取不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

1.3 隔離開關(guān)變換器

拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的隔離開關(guān)變換器是逆向、正向和推挽變換器的主要原理。這些電路重的能量都是輸入電源傳導(dǎo)于負(fù)載，并且通過一個變壓器或者刺痛耦合部件促成。

1.3.1 逆向隔離變換器

反向隔離轉(zhuǎn)換器根據(jù)變壓器匝數(shù)比將輸入電壓轉(zhuǎn)換為穩(wěn)定的較低或較高值的輸出電壓。輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系式為：

Vout/Vin=(1/N)(δ/(1-δ))Vin]Vout

(1)

1.3.2 正向隔離變換器

正向隔離轉(zhuǎn)換器根據(jù)變壓器的匝數(shù)比將輸入電壓轉(zhuǎn)換成穩(wěn)定的輸出電壓，具有較低的值或更高的值。輸出電壓和輸入電壓關(guān)系為:

綠色低碳生活方式之“綠色”為環(huán)保、健康、純天然之意，“低碳”指低能耗、低污染、低排放。綠色低碳生活方式是指通過減少碳的排放量，減輕大氣污染，保護生態(tài)環(huán)境的生活方式。綠色低碳生活方式主要包括以下兩個方面。

Vout/Vin=(1/N)δVin>Vout

(2)

1.3.3 推挽隔離變換器

推挽式隔離轉(zhuǎn)換器將輸入電壓轉(zhuǎn)換為穩(wěn)定的低值輸出電壓。它們的關(guān)系為：

Vout/Vin=(2/N)δVin>Vout

(3)

2 LLC諧振DC/DC變換器系統(tǒng)設(shè)計

2.1 輸入電感的設(shè)計

該變換器輸入的平均電流為:

(4)

假設(shè)轉(zhuǎn)換器的電流紋波是已知(ΔI)，則可以使用以下公式計算Ldc：

(5)

在公式中，紋波電流一個開關(guān)周期的導(dǎo)通時間表示為 S2。Ldc的電感可以通過轉(zhuǎn)換器的輸出功率和電流紋波來選擇。

2.2 隔直電容的選取

當(dāng)初級伏秒值和復(fù)位伏秒值不相等時，會出現(xiàn)流量不平衡。磁通量將沿正向或反向的滯后回路繼續(xù)增加，直至其飽和磁芯并損壞開關(guān)。在正常情況下，阻塞電容上的電壓變化太大以避免過度的EMI是不理想的。該電壓降的等效平頂脈沖電流為Ir，流過該電流的電流為0.8 T/2。因此，隔直電容的公式可以從下面的公式得出：

(6)

2.3 用于半橋開關(guān)電容器的選擇

半橋臂開關(guān)管并聯(lián)電容C滿足以下公式：

(7)

其中，Cr是MOSFET管兩端并聯(lián)的諧振電容，Coss是MOSFET管的電容。可以根據(jù)下式來計算開關(guān)管的死區(qū)時間：

tr=2VinC/I0

(8)

2.4 電路設(shè)計

2.4.1 控制電路原理

軟件設(shè)計和硬件設(shè)計是包含于諧振DC/DC之中的。一個特殊的微處理器DSP(TMS320 LF2407 A)使用哈佛的分離結(jié)構(gòu)和程序。具有特殊的DST程序代碼并使用流水線，并且還具有特定的硬件乘法器。這些功能可以讓各種數(shù)字信號撤離算法成為可能。近年來，電力電子已成為電機控制、不間斷電源、數(shù)字信號處理等領(lǐng)域的全新 DSP應(yīng)用技術(shù)，在DC/DC轉(zhuǎn)換器控制中，DSP已被廣泛使用。這次，TMS320 LF2407 A被用作中央控制器來處理轉(zhuǎn)換器的電源，電壓和電流。并且還能器中間保護器的作用，可以保護上下通訊機的效果。如圖9所示。

圖9 TMS320LF2407A控制器電路原理圖

如上圖所示， DSP的設(shè)計直接影響交流電動機和功率組件。周期為33ns的指令和十六位定點DSP內(nèi)核是2047DSP的特點，進而可以生成三十二位的乘法指令，八個16位脈寬調(diào)制( PWM)通道啟用對稱和非對稱 PWM波形。

為了出現(xiàn)鏡像PWM波形，事件管理器的按時播報器的算數(shù)方式必須根據(jù)開關(guān)原件的開關(guān)頻率fsw設(shè)置為連續(xù)增減的方式，且周期設(shè)置為50 us(20 kHz的開關(guān)頻率)。

2.4.2 通訊控制

現(xiàn)場總線類型很多，其中之一是CAN(控制器區(qū)域網(wǎng)絡(luò))，它具有以下特點:

1)在多主機操作模式下，無論主機還是從機，網(wǎng)絡(luò)中的任何節(jié)點都可以隨時主動向網(wǎng)絡(luò)中的其他節(jié)點發(fā)送信息。

2)直接通信的最大距離可以達到10 Km(5 Kbps)，最大通信速度可以達到1 Mbps(40 m)。節(jié)點數(shù)量可以達到110個，通信介質(zhì)可以是雙絞線，同軸電纜或光纖[18]。

3)節(jié)點具有自動關(guān)閉功能只會在嚴(yán)重錯誤下出現(xiàn)，但不會影響總線的其他節(jié)點的工作。

由于上述特點，汽車行業(yè)已廣泛應(yīng)用CAN總線來進行通信。因此，雙向DC/DC轉(zhuǎn)換器也會連接到CAN總線系統(tǒng)中,進行DC/DC轉(zhuǎn)換方向的控制。

2.4.3 LLC諧振DC/DC變換器的驅(qū)動電路

由于DSP的PWM模塊輸出信號負(fù)載能力較差，無法驅(qū)動MOSFET，所以需要放大從 DSP輸出的 PWM波形，驅(qū)動隔離電路就是為實現(xiàn)這些功能而設(shè)計的。

2.4.3.1 IR2118的功能原理及主要特點

IR2118是一個具有高功率、高電壓的驅(qū)動器，它是由脈沖增益電路、兩個欠壓檢測保護電路、電平轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)和一個施密特觸發(fā)器集成的一個驅(qū)動器。一個RS觸發(fā)器、兩個MOSFET和一個脈沖濾波器組成了一個功率放大器其輸出級，這加起來有九個單元電路。各引出端功能分別是：Vcc是工作電源電壓的邏輯輸入部分; IN端是控制脈沖輸入端； COM端是Vcc的參考地端； Vs是高端浮動電源偏移電壓; HO端是驅(qū)動脈沖輸出端；高端浮動電源電壓屬于VB端子，空浮動端子屬于NC端子[19]。

2.4.3.2 MOSFET驅(qū)動電路原理

圖10所示為IR2118驅(qū)動的功率MOSFET驅(qū)動電路。

圖10 驅(qū)動電路原理圖

要使Vb和Vs之間的電容器避免浮動，必須要運用自舉技術(shù)產(chǎn)生Vb，這樣可以形成低串聯(lián)電感和高頻特性的良好電容器，陶瓷電容器或按鈕電容器正好符合此要求，電容器容量可以為0.1～1 F。隨著IR2118工作頻率的增加，這個電容會減小。

3 系統(tǒng)軟件功能設(shè)計

實驗操作通常是在不變的開關(guān)頻率的狀態(tài)下，來改變相角的形式進而改變輸出的功率，另外，電感電流和電容電流由電流和電壓變化控制。因此，要想產(chǎn)生PWM信號必須要在PC軟件中設(shè)置合適的定時器中斷，這種情況下可以計算電壓和電流采樣。

3.1 主程序設(shè)計

主程序流程圖11所示，包括變量的初始化、通用的I/O口的初始化和DSP核心控制器的初始化。

3.2 基于DSP的直接移相脈沖生成方法

有兩種類型的相移驅(qū)動波形：模擬和數(shù)字[20]。如果使用UCC3875和UCC3895等特殊模擬控制器來產(chǎn)生相移波形，盡管仿真方法所需要的費用更便宜，但調(diào)試起來會有很多的問題，并且硬件并不是被經(jīng)常使用，相比于DSP的數(shù)字控制與傳統(tǒng)的模擬控制，數(shù)字方法用起來更可靠靈活，也在更加適用，因此在復(fù)雜的高性能控制中數(shù)字方法得到了廣泛的應(yīng)用。因此，有必要提出一種基于軟件的移相調(diào)制方案來實現(xiàn)相移控制。

3.2.1 數(shù)字移相PWM的DSP實現(xiàn)

PWM波頻率和脈沖寬度主要受周期值和比較值的影響。根據(jù)使用的比較器，主要有兩種產(chǎn)生PWM波的方法：使用比較單元作為其中之一，它可以在PWM1?PWM4引腳上輸出4個死區(qū)PWM控制信號，另一種是使用定時器比較寄存器; 其中使用比較單元生成的PWM波是文中系統(tǒng)運用的重點。

影子寄存器是一個廣泛使用的寄存器，因為有一個比較寄存器 CMPRX(X=1， 2，3)所以在循環(huán)過程中的任何時候都可以將新值寫入該影子寄存器。影子寄存器的內(nèi)容將被加載到工作比較器中，以改變下一個周期的PWM脈沖寬度。利用該原理，可以通過在定時器周期的每一半期間根據(jù)相移角度值調(diào)整比較寄存器的比較值來實現(xiàn)相移驅(qū)動信號[21]。

3.2.2 數(shù)字移相PWM程序流程圖

如圖12所示，下圖是DSP的移相PWM調(diào)制方案流程圖。實驗證明：只需要利用DSP的時間管理器，并且不需要外部硬件既能生成相移脈沖，因此非常靈活方便，簡單可靠。

圖12 移相PWM調(diào)制程序流程圖

在這篇文章中，2407 A DSP的晶體振蕩器是一個20 MHz的有源晶體振蕩器，最短的單指令周期是50 ns。要想滿足設(shè)計需要，使相移精度為：φmin =90°/125 =0.72°，且必須要應(yīng)用半橋DC/DC相應(yīng)的定時器T1周期寄存器值為500，開關(guān)頻率為20 kHz，以及最大相移角90°。

4 LLC諧振DC-DC變換器的仿真分析

4.1 引言

專門的系統(tǒng)仿真軟件是一種高效的分析和設(shè)計工具，可以代替人工計算和分析，而且可以代替設(shè)計師進行循環(huán)計算，仿真在很多運用方面都提高了效率，尤其是對建立模型進行分析和實際工程運用比較典型。下面將展示電力電子仿真軟件MATLAB對電路的仿真和計算。

4.2 原理

為了獲得穩(wěn)定的直流輸出，需要對電感器L和電容器C進行濾波。由VT1至VT4組成的PWM控制開關(guān)電源的仿真模型如圖13所示。模型VT1至VT4的逆變器由通用橋模塊組成。由于該模型沒有合適的電源驅(qū)動模塊，SIMULINK模型使用兩個PWM發(fā)生器來產(chǎn)生驅(qū)動脈沖，并且脈沖寬度由恒定模塊的設(shè)定值控制。在第二個PWM發(fā)生器模塊之前添加放大器增益，并設(shè)置放大系數(shù)-1以反轉(zhuǎn)信號。

圖13 變頻器和變壓器電路參數(shù)

4.3 參數(shù)設(shè)計

由于PWM發(fā)生器模塊的頻率設(shè)定為7 000 Hz，所以可以將控制脈沖設(shè)置成為同樣的頻率，并且所產(chǎn)生的高頻交流電的頻率也應(yīng)該一致。LC濾波器應(yīng)適當(dāng)設(shè)置電感和電容。控制脈沖的頻率比開關(guān)頻率要小得多，也就是LC濾波器的轉(zhuǎn)換頻率。現(xiàn)設(shè)置L為200 uH，C為2 mF。轉(zhuǎn)折頻率P=604.2 HZ，符合要求。負(fù)載電阻R=0.2 Ω。

將原直流電壓設(shè)為220 V，變壓器比為220:75，仿真時間為0.04 s，仿真算法為ode45。可得變壓器一和二的端電壓如圖14和15所示，逆變器后，直流電變?yōu)?000 HZ的高頻矩形交流電，初級電壓幅值為220 V.次級電壓幅值為75 V，是相一致的。 VT1～VT4的控制脈沖信號如圖16所示。

圖14 變壓器電壓圖

圖15 變換器電壓圖

圖16 VT1～VT4的控制脈沖信號

5 結(jié)束語

總體來說完成了設(shè)計的基本要求，而且分析了電路的工作原理，完成了LLC諧振DC/DC系統(tǒng)的優(yōu)化設(shè)計，并且進行了仿真。DC / DC，LLC轉(zhuǎn)換器的一些詳細(xì)仿真分析具有零電壓切換的優(yōu)點，與傳統(tǒng)的功率轉(zhuǎn)換器應(yīng)用相比，可以實現(xiàn)更高的開關(guān)頻率和更高的效率。與升壓轉(zhuǎn)換器不同，在這種類型的轉(zhuǎn)換器中，PV面板對地的寄生電容由于其固有的電隔離而不會產(chǎn)生任何泄漏電流問題。關(guān)于LLC轉(zhuǎn)換器在高頻率下的操作，可以使用更小，更具成本效益

的磁性和濾波器元件，從而降低EMI。此外，由于高開關(guān)頻率和諧振轉(zhuǎn)換器的快速動態(tài)響應(yīng)，用于存儲能量并充當(dāng)逆變器的固定DC總線的DC鏈路電容器可以選擇得更小。