磁壓縮脈沖發生器的仿真與研究

（上海理工大學 光電與計算機工程學院，上海 200093）

目前，高功率脈沖發生器已經廣泛應用在各個領域，如高功率微波[1]、高能激光[2]、等離子體的產生與應用[3]、食品加工、節能環保等，開關是大功率脈沖發生器中最重要的器件，如火花隙開關、半導體開關、磁開關等。磁開關相比火花隙開關、半導體開關，具有功率高、耐壓高、穩定性好、壽命長的優點。磁脈沖壓縮技術能有效地陡化和壓縮脈沖，很大程度上提高脈沖的上升沿，減小了其他大功率開關的損耗問題，而且無觸點閉合動作，有較強的可重復性。脈沖的重復頻率進一步提高，大大提高了脈沖形成單元的性能[4-6]。在實際應用中磁壓縮脈沖發生器能夠輸出上升沿幾十到幾百納秒、幅值10 kV以上的高壓脈沖。本研究介紹了應用于水中放電的磁壓縮脈沖發生器的設計與仿真，論述了漏感對磁壓縮發生器的影響及減小漏感的方法，并介紹了一種直流復位電路清理剩磁。半導體開關頻率、脈寬、相位和占空比可調的優點通常替代傳統的氣體、液體開關。由于 MOSFET（field effect transistor）、IGBT（insulated gate bipolar transistor）完全開通時間在幾十到幾百納秒，考慮到IGBT的通流耐壓能力比MOSFET好且其通態壓降低，本文通過仿真軟件PSPICE設計一種三極管電壓反向放大延時電路封裝開關模型來實現在功率、導通速度、恢復時間等開關性能與實際應用中選用的IGBT開關參數相對應，對磁壓縮電路起到很好的輔助作用。PSPICE自帶Model Editor功能屬性，根據磁性材料的物理特性參數，選用鐵基納米晶磁芯在Model Editor中創建磁開關模型并添加封裝庫，磁開關模型能夠很好地模擬 MPC（magnetic pulse compression）在實際應用中電壓電流逐級壓縮的工作狀態。

1 磁壓縮脈沖發生器原理

本研究所設計的磁壓縮脈沖發生器主要由充電系統、中間儲能、磁開關SI與升壓變壓器ST組成。磁壓縮脈沖發生器工作原理如圖1所示。圖中：T1為常開開關；T2為IGBT開關；LOAD為負載。

圖1 磁壓縮脈沖發生器Fig.1 Magnetic compression pulse generator

該發生器產生脈沖的過程如下：直流系統中，高壓直流電源輸出1 kV電壓給電容C1充電，磁開關SI1初始化到負的飽和磁通量密度處，當C1兩端電壓開始上升時，SI1兩端電壓也開始上升，磁芯內的磁感應強度隨之增加。由于SI1未飽和，其有很大阻抗，此時等效為斷路，因此C2上的電壓幾乎不變，維持在0，SI1中電流也近似為0，SI1兩端承受的電壓近似等于C1上的電壓并滿足伏秒積平衡方程式。當C1兩端電壓達到最大值時，SI1磁芯內部的磁通量密度達到正的飽和處，磁芯相對磁導率急劇下降，SI1的阻抗瞬間減小飽和開通，等效為短路，此時存儲在C1的能量開始向C2傳送。SI1起到磁輔助功能，使開關T2零電壓開通零電流關斷，消除電壓與電流的重疊區，開關損耗降到最小。SI1材質是MnZn鐵氧體，直流工作狀態下MnZn鐵氧體除了有良好的電磁特性，還有良好的直流疊加特性，疊加直流偏置下，鐵芯的可逆磁導率下降幅度小。當電荷量從C1全部轉移到C2的瞬間，磁開關SI2飽和導通，形成C2-SI2-C3諧振放電回路。同理，當電荷量從C2全部轉移到C3的瞬間，SI3飽和導通，C3對負載放電，最終在負載上面輸出一個高壓脈沖。磁開關實際是纏繞在可飽和磁芯上的繞組，利用磁性材料的非線性特性，磁開關的感抗隨著相對磁導率的變化而急劇下降，飽和磁導率比未飽和時小數個量級。正是磁開關這一特性使得儲能元件儲存的能量在短時間內得到釋放，從而達到脈沖壓縮的目的[7-11]。本文選用的磁開關材質是鐵基納米晶磁芯，納米晶磁芯的磁導率、矯頑力Hc接近晶態高坡莫合金和鈷基非晶，是一種高性能的軟磁材料。雖然納米晶磁芯的剩余磁感低于鐵基非晶和硅鋼，但其在高磁感下具有更低的高頻損耗，且耐腐蝕性和磁穩定性更好。納米晶磁芯與MnZn鐵氧體相比，工作頻率低于50 kHz時，在更低損耗基礎上具有高出鐵氧體2～3倍的工作磁感。

2 IGBT開關特性測試實驗及PSPICE模型

T2開關控制磁壓縮脈沖發生器的工作頻率，由于磁開關的開關狀態由其承受的伏秒數決定，觸發信號脈寬、周期和相位隨著電壓幅值的變化而變化。圖2所示為IGBT開關特性測試電路，研究了柵極驅動信號電壓和集電極電阻R1對IGBT開通關斷速度的影響，實驗所選用IGBT型號為IXYH50N120C3D1，確定此型號下IGBT參數及開關特性。

圖2 IGBT 開關特性測試電路Fig.2 IGBT switching characteristic of the test circuit

電容C1充滿電后，IGBT柵極施加驅動信號，IGBT開通，C1經電阻R1、IGBT形成放電回路。柵極電阻設定在10Ω，由于柵極電阻過小可以增大開關速度，降低開關損耗，避免因dV/dt的誤導通。缺點是電路中雜散電感的存在容易導致IGBT上產生電壓尖峰，柵極承受噪聲能力減弱，進而出現寄生震蕩，甚至過壓擊穿。電阻過大，充放電速度削弱，開通時間開關損耗增大。

柵極電阻R2不變的情況下，電源電壓V1設定在170V，高壓探頭放在IGBT的C極，集射極電壓VCE如圖3所示。隨著驅動信號電壓V2的增大，IGBT的開通速度越來越快，即dVCE/dt越來越大，但dVCE/dt增大得越來越慢。V2幅值在10V時，開通速度最慢且拖尾嚴重；在20V時，開通速度最快，加入反向穩壓管起到鉗位保護的作用。實驗中發現驅動信號電壓V2的改變對IGBT的關斷速度幾乎沒有影響，即改變V2，電壓變化率dVCE/dt仍保持一致。

圖3 V2 對 IGBT 開通速度的影響Fig.3 Influence of V2 on the opening speed of IGBT

驅動信號電壓15 V、R2不變的情況下，選取3種電阻，R1為 10 Ω，5 kΩ和 100 kΩ，分別測出IGBT集射極電壓在3種電阻下的變化情況。對dVCE/dt即開關速度進行比較，如圖4所示。3種電阻下取每條曲線下降沿中間一段，計算出每條曲線下降沿的電壓變化率dVCE/dt約為-0.625 V/ns，得出集電極電阻對IGBT的開通速度幾乎沒有影響。

圖4 R1 對 IGBT 開通速度的影響Fig.4 Influence of R1 on the opening speed of IGBT

但在實驗中觀察到R1的變化影響IGBT關斷速度，主要因為IGBT存在寄生電容，包括等效輸入電容Cies、等效輸出電容Coes、轉移電容Cres。其中：Cies=Cgc+Cge；Coes=Cgc+Cce；Cres=Cgc（Cgc表示柵極、集電極間寄生電容；Cge表示柵極、發射極間寄生電容；Cce表示集電極、發射極間寄生電容）。尤其是Coes，在R1較大，集電極電流較小時，影響最大，即R1越大，IGBT的關斷速度越慢。實驗中所選探頭型號為PMK PHV 641-L，示波器是Tektronix公司的MSO3000-DPO3000。

在IGBT開關特性和磁壓縮脈沖發生器實驗中選用的IGBT型號均為IXYH50N120C3D1，由于PSPICE元件庫中沒有實驗中所選用的IGBT型號，故仿真中設計了常規型號IGBT驅動厚基區高壓4H-SiC BJT的開關電路來實現與實驗中選用的IGBT開關參數的對應，實現功率、導通速度、恢復時間等開關性能與實際工作保持一致，與SI1起到磁輔助軟開關的作用，并對此開關電路封裝，取名為L_BJT_IGBT，如圖5所示。圖中：NET代表網絡端口；L0為電感；TD為開關延遲時間；TR為信號上升時間；TF為信號下降時間；PW為半峰寬；PER為驅動信號的周期。

圖5 開關電路 L_BJT_IGBTFig.5 Switching circuit L_BJT_IGBT

矩形框中選用10 nH的電感、BJT（三極管）、IGBT。電源電壓V1設定在170 V，和前面測得的IGBT開關特性實驗電源電壓保持一致，限流電阻R1對開關模塊開通速度沒有影響（圖4已驗證）。工作中首先V1經過R1對C1充電，開關延遲時間TD=0.7 μs時，在IGBT柵極施加一個驅動信號，進而IGBT驅動BJT開通，形成一個L-C振蕩回路。TD設為0.7 μs，開關延遲時間小于磁壓縮脈沖發生器中SI1飽和開通時間1.5 μs，通過MPC仿真結果便于觀察SI1是否起到磁輔助的功能。工作頻率設定在500 Hz，傳統大功率Si BJT只能承受幾百伏電壓，4H-SiC BJT是PNPN四層半導體結構，內部由多個元包單元并聯而成[12]。SiC材料比Si材料多一個數量級的臨界電壓擊穿電場，SiC半導體開關關斷漂移層比Si器件更薄且摻雜濃度更高，使得SiC半導體比傳統Si器件導通電阻更低，具有更高的載流子飽和密度，可以承受一千多伏甚至更高電壓，具備更高的工作頻率、工作溫度。開關模塊L_BJT_IGBT框圖內部IGBT的輸入信號在基極和發射極之間，輸出信號則取自集電極和發射極之間，相當于一個三極管電壓反向放大延時電路，電流增益和通態壓降均能達到最小，在降低開關損耗的同時提高了開通速度。

用PSPICE建立L_BJT_IGBT模型，添加到庫中以備用。首先在PSPICE中點擊Create Netlist生成網絡表，View Netlist，在桌面新建一個記事本，將網絡表語句復制到其中，格式改為.lib格式。然后在Model Editor中打開，把網絡表中的語句修改成子電路描述的標準格式，保存為以.subckt作為起始語句，以.ends作為結束語句的.mod文件，其中.subckt和.ends之間的語句是器件的連接方式和屬性[13]。L_BJT_IGBT模型封裝庫語句編寫如下：

.subckt L_BJT_IGBT IN OUT

L_L0 IN NET1 10 nH

Q_BJT OUT NET2 NET1 4H-SiC BJT

Z_IGBT NET2 NET3 OUT CM300HA-24H

V_V2 NET3 OUT+PULSE 0 20 v 0.7 us 1 ns 1 ns 1 ms 2 ms

.ends L_BJT_IGBT

CM300HA-24H是PSPICE元件庫中自帶的常規型號IGBT，L_BJT_IGBT封裝開關模型電路如圖6所示。將.lib文件導出為.olb文件，仿真時將.lib文件導入 PSPICE的 Simulation Settings中，選擇configuration file，點擊 Addas Global按鈕，將其添加為全局庫。

圖6 L_BJT_IGBT 模型電路Fig.6 Test circuit of L_BJT_IGBT model

3 磁開關的PSPICE模型

3.1 磁滯回線

環形磁芯繞制而成的磁開關通常要求磁芯材料滿足如下條件[4,14]：磁開關的非線性電感需有良好的開關特性，即其鐵心材料應具有很好的矩形系數，即矯頑力Hc要盡量小，矩形比（剩磁比）Br/Bs越接近于1越好。Br為剩余磁感應強度，Bs為飽和磁感應強度。

圖7所示磁滯回線表示磁性材料的特性是磁性開關的基礎[15]，在曲線每一側飽和點P和Q附近。磁性材料的相對磁導率的曲線斜率變化很大，根據式（1），可以看出繞組的感抗急劇減小。若分別以μu，μs表示磁飽和前后磁芯的相對磁導率，以Lu，Ls表示磁飽和前后磁芯的電感量，顯然μu＞ ＞μs，故有Lu＞ ＞Ls，亦即磁芯在磁飽和前后其電感量會發生幾個數量級的銳減。

圖7 鐵磁材料的磁滯回線Fig.7 Hysteresis loop of ferromagnetic material

式中：LMS為鐵磁材料的電感；μ0，μr分別表示真空和磁性材料的磁導率；δ為磁開關的占空比；N為繞組的匝數；H，Dout，Din分別表示磁開關的高度、外徑和內徑。通常μ0=4π×10-7。

根據磁開關的伏秒積平衡方程式可知，電感兩端承受的電壓對時間的積分始終和繞組匝數、磁芯截面積磁通密度變化量三者的乘積保持相等。因此，當電感所承受的伏秒積增大到一定值時，磁通密度不斷增大，磁芯工作點進入B-H曲線的飽和段。可見，通過控制電感兩端的伏秒積就可以控制電感的飽和與否。

式中：V（t）為磁開關兩端電壓；ΔB為磁通密度變化量；Am為磁開關的橫截面積。

3.2 磁開關用PSPICE建模

對磁壓縮電路進行PSPICE仿真驗證，仿真中SI1，SI2和SI3參數與MPC在實際應用中保持一致，SI2和SI3選用同型號磁芯繞組。SI1和SI2（SI3）的外徑、內徑、高度尺寸分別為64，40，25 mm 和66，40，26 mm。表1、表2分別為MnZn鐵氧體磁開關和鐵基納米晶磁開關參數。表中：l為磁路長度；Am為磁芯橫截面積；g為磁芯間隙。

表1 SI1 參數Tab.1 SI1 parameters

表2 SI2（SI3）參數Tab.2 SI2（SI3）parameters

由于 PSPICE軟件中自帶有 Model Editor功能，利用其創建磁開關模型，選擇Magnetic Core，考慮到磁芯繞組非線性，故選擇Nonlinear Ferrite，把鐵芯磁性材料的參數輸入到Model Editor中。保存后將.lib文件導出為.olb文件，添加到PSPICE庫。選中常規的電感元件圖標，打開其屬性設置將生成的.olb文件添置到Implementation Path，電感的參數Value表示磁開關的匝數。仿真時再將.lib文件導入PSPICE的Simulation Settings中，選擇configuration file，點擊 Add as Global按鈕，將其添加為全局庫。若創建快前沿變壓器型磁壓縮開關，選擇Breakout庫中帶鐵芯式XFRM_NONLINEAR，添置庫方式同上。

4 磁壓縮脈沖發生器仿真

圖8所示創建的開關模型U1應用到磁壓縮脈沖發生器的仿真電路中，發生器工作頻率控制在500 Hz。圖中，I1，I2為電流。考慮到磁開關中勵磁電流由零開始線性增長，省掉磁芯復位電路，勵磁電流將在本周期結束的剩余值基礎上累積增加，從而導致磁開關勵磁電感飽和。勵磁電感飽和后勵磁電流迅速增長，最終損壞電路中的開關元件。采用直流復位電路清理磁芯內的剩磁，如圖8虛線框圖所示，保證重頻工作狀態下每個周期輸出脈沖幅值相等。仿真磁開關模型為理想元器件，實際應用中磁通量在通過納米晶磁芯構成的磁路時有一部分漏入空氣，在空氣中形成閉合磁路從而產生漏磁。漏感的存在，當開關器件截止瞬間會產生反電動勢易過壓擊穿開關器件；漏感還可以與電路中的分布電容構成振蕩回路，產生振蕩并向外輻射電磁能量，造成電磁干擾。繞組系數正比于漏感，對于簡單的一次繞組和二次繞組取3，如果二次繞組與一次繞組交錯繞制取0.85。繞組匝數的二次方正比于漏感，匝數控制在最少，繞組越寬越有利于減小漏感。變壓器PT繞組比值為 5∶50，電容C1設置為 2 μF，根據式（3），計算得出C2為 20 nF。

圖8 磁壓縮脈沖發生器仿真圖Fig.8 Simulation diagram of the magnetic compression pulse generator

式中，n為PT的繞組比值，且C2=C3，進而得出C3取值亦為 20 nF。

SI1飽和開通時間為1.5 μs，根據磁開關的伏秒積平衡方程式（3）計算出SI1在使用一個鐵芯時需要繞組6匝。為了保證C2，C3足夠的充電時間，SI2，SI3飽和時間分別設置為 1.2，0.8 μs。同理，計算出SI2在使用2個磁芯時需要繞組7匝，SI3在使用1個磁芯時需要繞組9匝。仿真中采用L1，L2模擬實際電路中可能存在的雜散電感，電感量分別設置為 100 nH，1 μH。

圖9（a）所示為磁壓縮脈沖發生器模擬實際工作過程中C1，C2，C3，LOAD和U1上電壓波形，封裝開關模型U1控制在0.7 μs時開通，此刻降為 0。時延 0.8 μs，在 1.5 μs時 SI1飽和開通C1開始對C2放電，通過這3條曲線可以看出SI1對開關U1起到磁輔助軟開關的功能，實現了零電壓開通零電流關斷。C2充電時間為1.2 μs，即在 2.7 μs時C2電壓達到幅值 9 kV，此時SI2飽和開通C2對C3放電，C3充電時間為0.8 μs，即在 3.5 μs時C3電壓達到幅值，此刻SI3飽和開通對負載放電。由仿真結果可以看出各級電容的充放電時間與設置的SI1，SI2和SI3飽和開通時間基本一致。經過兩級快前沿變壓器充電型磁壓縮器的壓縮，C2，C3和LOAD上得到的脈沖電壓的上升沿逐級陡化，最終在50 Ω純電阻性負載上輸出一個上升沿90 ns、幅值8.5 kV的高壓窄脈沖，前沿壓縮倍數為6.4，預脈沖約為0.3 kV。預脈沖電壓產生的原因主要是傳輸線與開關及負載之間的電容耦合，約為主脈沖電壓的2%～4%。電容C2放電結束之后，其兩端電壓沒有降為0，這可能是由于PSPICE仿真計算中L2的感應電勢導致，仿真中發現調節L2，情況會有所改善。脈沖下降沿主要受電阻阻值大小的影響，通過調節阻值來改變脈沖的下降沿。仿真輸出電壓低于10 kV是由于PSPIC軟件本身在計算中各個元器件上存在損耗。

圖9 仿真波形圖Fig.9 Simulation waveform diagram

5 結 論

設計了一種能夠應用于水中放電，輸出快前沿納秒級高壓窄脈沖的兩級磁壓縮脈沖發生器，磁開關快恢復、高功率、高耐壓、穩定性好的特性對輸出脈沖上升沿的陡化有著重要的作用，論述了漏感對磁壓縮發生器的影響及減小漏感的方法，并介紹了一種直流復位電路清理剩磁。通過PSPICE仿真軟件設計一種三極管電壓反向放大延時電路封裝開關模型來實現在功率、導通速度、恢復時間等開關性能與實際選用IGBT開關參數相對應，對磁壓縮電路起到很好的輔助作用。PSPICE元件庫本身沒有磁開關模型和封裝開關模型，本文創建的磁開關模型很好地模擬了MPC在水中放電、介質阻擋放電等應用中電壓電流逐級壓縮的工作狀態。