基于可變電容反饋技術的寬帶VCO設計

王 靜，王 濤，黃國恒

(1. 廣東工業大學 自動化學院，廣東 廣州 510006；2. 廣東工業大學 計算機學院，廣東 廣州 510006)

0 引言

近年來，由于高數據速率在無線通信中發展的需求越來越高，使在其中運行的更高頻段的射頻集成電路變得越來越受歡迎。壓控振蕩器(VCO)作為全集成收、發信機結構中的一個重要模塊，得到了研究人員越來越多的關注。為了滿足便攜式收、發信機的需求，要求VCO必須同時具有低功耗、低相位噪聲及寬調諧范圍的優越性能。

目前，改進差分VCO調諧范圍(TR)和相位噪聲特性的技術已有報道。文獻[1]為了實現VCO較寬的調諧范圍，將電路工作于偶、奇模兩種工作模式下，然而，該技術較難實現高頻段下的偶、奇模兩種工作頻段的疊加，因而在較高頻段下，較難實現較寬的調諧范圍。在文獻[2]中，通過在跨導gm單元連接模擬調諧變容二極管的方式，實現了寬調諧范圍。但此種結構的變容二極管在微波頻段性能較差，很難實現VCO的低相位噪聲特性。文獻[3]采用NMOS開關電感實現了較高的調諧范圍，卻是以惡化相位噪聲為代價的，且該設計所占芯片面積較大，增加了芯片設計的成本。

為了進一步優化射頻頻段VCO的性能，本文提出了一種用于展寬射頻VCO調諧范圍的新型技術，該技術采用可變電容反饋結構，在不影響相位噪聲的前提下，實現了較寬的調諧范圍。與傳統技術相比，本文所提電容陣列中的開關、無諧振回路負載及該技術不產生到地的低阻抗通路，不會影響諧振回路的性能。與交叉耦合VCO相比，由于Colpitts VCO結構具有更優的脈沖靈敏度函數[4]，因而具有較低的相位噪聲特性。本文采用Colpitts VCO結構作為電路的核心，同時在電路設計中，本文也對VCO功耗和振蕩開啟條件進行了優化設計。

1 本文提出的寬帶技術

影響VCO相位噪聲的因素較多，其中LC諧振回路的品質因數對其影響較大[5-6]。為了應對VCO設計的各種難題，目前已出現了多種改進技術，如差分電容陣列和差分開關等技術。雖然這些技術相對于單端VCO而言可實現較優的性能，但產生了到地的低阻抗通路，影響到諧振回路的性能。為了降低開關阻抗，傳統的電容陣列尺寸較大，嚴重惡化了調諧范圍。與傳統結構相比，本文提出的開關結構的開關寄生電容較低，且在該結構中，電容陣列與反饋電容并聯，進一步優化了VCO的調諧范圍。同時，由于頻率的控制靈敏度得到了優化，也進一步抑制了器件的閃爍噪聲，優化了電路的相位噪聲。圖1為兩種差分Colpitts VCO結構。圖中，VDD為電源電壓，電感L和變容二極管CVAR組成諧振回路，VCTRL為調諧電壓，C1和C2為反饋電容，C3和C4為開關電容陣列，IBIAS為電路提供偏置電流。

圖1 差分Colpitts VCO結構

為了對圖1所示的兩種電路結構進行比較，假設這兩種結構均工作于同一個頻率，且具有相同的開關尺寸。在傳統電路結構中，由于在輸出端口并聯有額外的電容，導致振蕩頻率略低。因此，為了實現兩種結構振蕩頻率的相等，可在所提出的電路結構中采用較大的電容值。為了理論分析方便，給出的兩種半邊電路的小信號模型如圖2所示。RONP，CP3分別為傳統電路結構RC系列網絡的等效并聯電阻和電容，RONP_NEW，CP_NEW分別為本文提出電路結構的等效總并聯電阻和總并聯電容，LP和RP分別為諧振回路損耗的等效電感和等效電阻，Ceq為諧振回路的等效電容。

圖2 傳統及本文提出開關網絡半邊電路的小信號等效模型

經理論分析可知：

C1=C2=C

(1)

RON3=RON4=RON

(2)

QC3=QC4=Q

(3)

(4)

(5)

(6)

(7)

式子：RON3、RON4分別為開關陣列電容C3、C4的開關電阻；QC3、QC4分別為電容C3、C4上的品質因數。

由圖2可見，假設這兩種結構中陣列電容的品質因數相等(見式(3)),在高頻頻段操作下，Colpitts VCO結構中，反饋電容C1的阻抗遠小于C4的阻抗，因此，式(6)成立。當這兩種結構均工作相同頻率時，則式(7)成立。

RONP_NEW和CP_NEW分別為

(8)

(9)

比較式(4)、(8)可見，本文電路結構具有較高的等效并聯電阻，因而其諧振回路的品質因數較優，可實現較低的相位噪聲性能。在與傳統結構同等的相位噪聲下，本文新結構可采用較小的開關尺寸，進而可實現諧振范圍的展寬。

基于上述理論分析，所提出的電容陣列似乎可與C1并聯，也可與C2并聯。但電容陣列更適合與C1并聯，其原因是：

1) 為了抑制電路的閃爍噪聲，應該使晶體管M1和M2源端的寄生電容盡量最小化，在電容C1兩端并聯電容陣列可實現該目標。

2) 晶體管M1和M2源端的寄生電容比漏端寄生電容大，而如果電容C2兩端并聯電容陣列，則會進一步增大源端的寄生電容，進而減小VCO的調諧范圍。

3) VCO的振蕩幅度A、功率效率η和噪聲系數F分別為

(10)

(11)

(12)

由式(12)可見，增大C1，可降低噪聲系數F，進而優化相位噪聲;相反的，如果增大C2，則會惡化相位噪聲特性。

2 電路設計與測試

圖3為本文所提出的Colpitts VCO的完整電路圖。晶體管M1和M2作為VCO電路的核心器件，與由電容C1和C2組成的電容反饋網絡一起產生電路振蕩開啟所需的負阻抗。由式(10)～(12)可知，為了取得較優的相位噪聲和功率效率，C1和C2值應相同。

圖3 Colpitts VCO的完整電路圖

為了驗證所提出技術的有效性，本文采用90 nm CMOS工藝對電路進行設計并流片實現。圖4為流片實現的VCO芯片照片，芯片為0.45 mm2。該芯片在1 V電壓供電下，消耗了5.8 mW。圖5為振蕩頻率的測試結果，圖中00，01，10，11代表了4種開關模式。由圖可見，振蕩頻率為24.2～32.1 GHz，本文所提出的VCO取得了28.1%的調諧范圍。在28.2 GHz振蕩頻率下，測試得到的相位噪聲隨著調諧電壓變化的曲線如圖6所示，相位噪聲為-101.9 dBc/Hz@1 MHz。

圖4 VCO芯片照片

圖5 VCO振蕩頻率測試結果

圖6 相位噪聲測試結果

表1為所設計的VCO與文獻[7-10]相比的結果。其中，為了便于對VCO整體性能進行評價，調諧范圍的品質因數QT為

(13)

式中:L(Δf)為VCO在偏移頻率Δf下的相位噪聲；fosc為振蕩頻率；Pdiss為電路所消耗的功耗；TR為調諧范圍。

表1 所設計的VCO與文獻相比的結果

該VCO在中心振蕩頻率28.2 GHz處，消耗了5.8 mW的功耗，取得了-101.9 dBc/Hz@ 1 MHz的相位噪聲，取得了28.1%的調諧范圍,計算得到的QT為-192.2 dBc/Hz。

3 結束語

本文提出了一種基于Colpitts結構、改善調諧范圍和相位噪聲的優化技術。該技術通過可變電容反饋的采用，可實現較大的等效并聯電阻，進而在不影響諧振回路品質因數的前提下，實現了VCO調諧范圍的展寬。為了驗證所提出技術的有效性，本文采用90 nm CMOS工藝對電路進行了設計并流片實現，所實現的VCO取得了28.1%的調諧范圍，歸一化品質因數QT達到-192.2 dBc/Hz。