基于水聲傳感的頻移鍵控圖像傳輸方法

陶 帥， 何 寧， 龐維慶， 鄧德迎

(1.桂林電子科技大學 信息與通信學院, 廣西 桂林 541004；2.桂林航天工業學院 廣西高校無人機遙測重點實驗室, 廣西 桂林 541004)

隨著人類海洋活動的日益頻繁，水聲通信系統在科考、軍事、民用領域越來越受到重視。海洋中高速通信的新技術，特別是圖像傳輸的實現，將使下一代海底探測成為可能[1]。然而，水下信道高誤碼率、高損耗和低容量的特性使得水下高質量數據傳輸比地面無線電鏈路的傳輸更具挑戰性[2]。因此，選擇一種合適的調制方式和傳輸方式去適應復雜多變的信道至關重要。

水下通信包括信道編碼、調制、均衡、時間反轉和MIMO等關鍵技術。Esmaiel等[2]搭建了一套基于SPIHT算法的圖像傳輸系統，將RS編碼與HQAM調制結合起來作為不等差錯保護技術，對傳輸中易受信道干擾影響的編碼比特位起到了很好的保護效果，降低了系統誤碼率。王永恒[3]從理論和實驗探討了時頻域聯合處理技術、時變環境下寬帶多普勒估計與補償技術，設計的OFDM-MFSK水聲通信系統能夠適應復雜多變的工作環境。Santoso等[4]介紹的水下圖像傳輸系統采用OFDM-BPSK調制和基于最小二乘、最小均方誤差準則的均衡技術，很好的改善了系統性能。

從實際工程和可行性角度出發，提出了一種基于陣列式水聲傳感的頻移鍵控圖像傳輸方法。在傳統的頻移鍵控(FSK)調制技術上加入碼元載波間隔保護機制，具有更強的抗干擾能力；采用易于實現的非相干檢測進行解調，能夠適應相位變化快的淺水信道和長距離傳輸[5]。通過對圖像分割編碼、分幀傳輸，提高了數據傳輸的可靠性。方向性增強的陣列式接收，有效降低水下多徑干擾，使圖像接收性能得到進一步改善。

1 水聲傳感原理與特性

1.1 水聲傳感器原理

水聲傳感器是進行能量互換的器件，目前應用于水聲領域的以壓電式傳感器為主，它通過各種具有壓電效應的材料，如石英(壓電單晶體)、壓電陶瓷、壓電高聚物、壓電復合材料等，進行電/聲和聲/電的轉換，按照工作性質不同可分為如圖1(a)所示的正壓電效應和如圖1(b)所示的逆壓電效應[6]。正壓電效應是指電介質在施加機械應力的情況下，兩表面會出現極化電荷的積累，形成電勢差[7]；利用此原理工作的水聲傳感器又稱為水聽器，常用作接收機。逆壓電效應是指電介質在極化方向上施加電場時，會發生形變；利用此原理工作的水聲傳感器又稱為水聲換能器，常用作發射機。

圖1 正壓電效應與逆壓電效應原理圖

由若干個水聲傳感器按一定規律排列組成的水聲傳感器基陣具有以下優勢：1)提高空間增益和空間分辨率；2)提高接收端信噪比；3)增大發射聲功率、頻帶或改善瞬態特性；4)增強指向性[8]。

1.2 傳播損耗

聲波在海水中傳輸會產生信號衰落，其傳播損耗主要包括幾何擴散、衰減和傳播異常3個方面。后者幾乎不可能建模，因此在載波頻率f，傳輸距離l上發生的信號衰減A(l,f)可表示為[9]：

10lgA(l,f)=k·10lgl+l·10lgα。

(1)

其中：k為幾何擴散因子，數值為1～2，實際應用中常取k=1.5；α為海水中的聲吸收系數，可由W.H.Thorp的經驗公式得到[10]：

0.003。

(2)

1.3 多徑效應

水聲通信中，由于信道中傳輸媒質的不均勻，海面及海底的邊界不規整和海水中內部結構(如內波、紊波、潮汐等)的影響，使得信號在傳播過程中出現散射、折射、反射等現象，進而導致接收端接收到的信號為經不同路徑衰減和時延后的各個子信號的疊加，形成多徑效應[11]。通常，淺海的多徑效應比深海嚴重的多。其特征由平均幅度增益Gp和時延tp表示[12]：

(3)

(4)

2 圖像編碼與傳輸

對自然界中圖像進行采集、數字化與編碼處理可實現傳輸，在計算機系統中有一種常用的圖形、圖像編碼方式，即位圖編碼方式；它是一種典型的數字圖像格式，使用像素陣列來表示一幅圖像，每個像素的顏色信息由一個(組)量化的灰度值或RGB組合表示。根據顏色信息所需的數據位分為1、4、8、16、24及32位等，位數越高顏色越豐富，相應的數據量越大。對于一幅位深度為8 bit的灰度圖像來說，灰階為28，可以包含黑白色在內的256種灰色；其矩陣元素的取值范圍為0～255，矩陣中的元素對應圖像的像素，元素的值即該像素的灰度值，數值越大，像素的顏色越淺，數值越小，像素的顏色越深。圖2以分辨率3×3的圖片為例說明灰度圖像與像素矩陣對應關系。

獲得圖片的像素矩陣后，以行優先的順序進行讀取，轉換成一維十六進制整型字符串，每個矩陣元素與兩位十六進制字符串一一對應，傳輸時則是將字符串轉換為比特數據串行輸出。以字符“3”為例，其ASCII值十六進制表示為“33”，對應二進制是“00110011”，圖3所示為圖2矩陣傳輸時對應的串口幀格式：1個起始位、8個數據位、2個停止位。根據圖中編碼字符串與串口幀格式之間的關系，可得到系統信息傳輸速率Rb與串口波特率Rbit之間的計算關系：

(5)

圖2 灰度圖像與像素矩陣

圖3 字符串與串口幀格式

解碼過程為編碼的逆過程。串口接收到比特數據后，以字符串的形式存下來，然后將字符串轉換成像素矩陣，再生成相對應的灰度圖像。還原圖片的質量，可以用圖像相似度進行測度。

3 改進型FSK設計

由于FSK具有一定的抗衰落能力，因而在一些衰落信道的傳輸中得到了廣泛的應用[13]。圖4為2FSK信號波形，它是通過2個不同頻率載波的無縫切換來傳輸數字信號1和0，假設2個載波分別為Acos(2πf1t+φ1)和Acos(2πf2t+φ2)，則2FSK信號可以看成這2個波形的合成。

S(t)=m1(t)Acos(2πf1t+φ1)+

m2(t)Acos(2πf2t+φ2)。

(6)

圖4 2FSK信號波形

根據水聲信道信號傳輸特性，傳統的FSK系統設計應綜合考慮各方面因素選擇頻率相對較低、頻率間隔適當的兩個載波進行調制。但是實際應用中調制信號經過超聲換能器的發射和水聲信道的傳播，會出現嚴重的信號畸變。究其原因，主要是換能器余震引起的頻率混疊和多徑效應造成的時延擴展。因此，系統設計提出了一種改進型FSK調制方式，即在調制的相鄰載波間加入保護間隔，且保護間隔越長越有利于降低碼間串擾。由于MFSK調制，通過延長每個頻率的持續時間可以消除干擾回聲[14]，所以，設計中應根據數據傳輸速率保證碼元持續時間內有更多的載波脈沖個數。設系統傳輸速率為Rb，載波持續時間為Δt1，保護間隔時間為Δt2，則有1/Rb=Δt1+Δt2。經過多次實驗總結：當取Δt1=τ時(在τ時間內低頻載波的脈沖個數至少保持3～4個)，且滿足Δt2≥2τ，系統能穩定工作。

4 系統設計與實現

4.1 系統組成

水聲傳感的頻移鍵控圖像傳輸系統框圖如圖5所示，系統工作流程為上位機控制相機采集圖像，對圖像數據編碼后傳給FPGA進行FSK調制，調制信號經功率驅動送水聲換能器以超聲波的形式發射；接收端采用4個換能器構成陣列形式接收聲波信號，經放大整形后由FPGA解調送上位機進行圖像解碼、顯示處理。

圖5 水聲圖像傳輸系統框圖

4.2 系統收發端FPGA實現

通信傳輸系統的關鍵在于穩定、可靠、準確的同步[15]。由于圖像傳輸數據量大，為了消除數據傳輸過程中的累計誤差，系統利用串口通信的幀同步對數據分幀傳輸：當數據到來時標志信號置0，變為空閑狀態，對每幀串口的數據位進行調制；數據調制完成后標志信號置1，變為繁忙狀態，等待新數據的到來。同時為了降低數據變化前后不穩定帶來的采樣出錯率，在發送端的串口通信模塊和接收端的串并轉換模塊中對數據進行過采樣：將比特數據平均分成16小段，只對中間相對穩定的6～11小段進行采樣，從得到的6個采集數據中取出現次數多的電平作為采樣結果。例如，采樣6次的數據分別為0/0/0/0/1/0，則取電平結果為0；若為1/1/0/1/1/1，則取電平結果為1；如果6次采樣數據中0和1各占一半，則表明數據極其不穩定，不具備可靠的通信條件，圖6所示為數據過采樣示意圖。解調時上升沿計數器統計出每個數據周期內的上升沿個數，與設定好的上升沿閾值進行比較，若大于閾值，則給解調信號賦0，反之則賦1，依次恢復出數字信號。

圖6 數據過采樣示意圖

根據載波配置要求和保護間隔設計原則，改進的FSK系統選擇50 kHz、200 kHz為頻率載波，持續時間選擇80 μs(脈沖載波周期分別能保持4個和16個)，則保護間隔應不小于160 μs。以FPGA的系統時鐘周期20 ns，串口通信波特率2400 bit/s為例進行討論。圖7為系統FPGA仿真波形。

圖7 FSK調制解調仿真波形

圖7中，data_s為基帶信號，信號1、0分別控制50 kHz(fout_1)、200 kHz(fout_2)的載波；fp為調制后的頻帶信號，載波持續時間為79.98 μs，相鄰脈沖波之間已經加入了保護間隔，時間為492.96 μs，均與設計要求相符；data為解調信號，解調信號相對于基帶信號有一定的延遲，但是波形一致。

5 實驗測試與分析

實驗測試在2 m×0.85 m×0.85 m的水箱中進行，數據收發端相距1.5 m，發射端加載到水聲換能器的載波驅動信號幅度為218 V。實驗發送一個字節的數據0x55，接收端的測試波形如圖8所示。圖中上半部分為換能器接收到的模擬信號，尖峰端比較密集且幅值較大的為頻率200 kHz的波形，尖峰端相對稀疏且幅值較小的為頻率50 kHz的波形。可以看出，超聲波信號經水下一定距離傳輸后，由于受到環境干擾和回波疊加，信號出現一定起伏和畸變。特別是50 kHz的信號由于低頻時換能器的發散角較大，在實驗水箱中傳輸出現多路信號相互疊加，導致信號抖動、幅值下降和脈沖展寬，此時相鄰脈沖波間的間隔起到了很好的保護效果；同時利用四元陣列接收，一定程度上抑制了多途效應。圖8中下半部分為混合信號經整形電路后的整形波形，通過選擇合適的比較電壓，能從混合信號中恢復出2種頻率，獲得一個滿足FPGA處理的標準邏輯電平信號，經FPGA處理能正確實現解調。

圖8 換能器接收與整形信號

圖9 收發端圖像

圖10 收發端圖像灰度直方圖

圖像傳輸監控由上位機人機交互實現，通過設置系統收發端傳輸參數，傳輸圖像分辨率大小為320×240。實驗測得收發端的圖像如圖9所示，對保存下來的圖像進行32位轉8位的位深預處理后，利用Matlab獲得圖像的灰度直方圖如圖10所示，利用余弦相似性算法對統計到的灰度分布進行相似度的比較，結果顯示余弦值為0.983，余弦夾角為10.647°。說明圖像數據經編碼調制、水下信道傳輸、解調解碼后，在接收端得到了很好的還原。

6 結束語

研究了水聲信道下數據傳輸的技術實現，通過理論分析、FPGA仿真和實驗測試手段，設計了基于水聲傳感的改進型FSK調制圖像傳輸系統。對傳輸速率、載波持續時間和間隔保護時間進行對比選擇。經實驗測試證明，當選定傳輸速率Rb和頻率載波持續時間τ時，可取相鄰載波間的保護間隔不小于2τ。采用載波間隔保護機制和四元陣列接收方式可有效降低多徑效應對脈沖信號切換帶來的拖尾交疊影響；經編碼分幀處理的圖像數據傳輸穩定性得到一定改善；圖像恢復相似度達98.3%，基本實現零誤碼率傳輸。