一種基于遞歸滑動DFT信道化結構的DRFM干擾機設計

李辰梓 余建宇 徐 偉 郝萬兵

(西安電子工程研究所 西安 710100)

0 引言

現代雷達是在全天候復雜戰場環境下快速、準確、可靠地進行目標探測、跟蹤、制導和火控的重要裝備[1]，是戰場上的“千里眼”，一旦破壞了雷達的正常工作，將使得戰場上的大多數武器裝備喪失作戰能力，所以雷達對抗技術必然將在未來的戰場上貫穿始終。目前雷達干擾采用的是基于數字射頻存儲(Digital Radio Frequency Memory，DRFM)技術，它能夠快速地對雷達信號進行高速采樣、存儲復制、調制產生與雷達相參的干擾信號，目前采用DRFM技術實現的較新型干擾樣式有密集假目標干擾，靈巧噪聲干擾等，他們都能夠對相參雷達進行有效的干擾。但是考慮到目前戰場上復雜的電磁環境、頻率捷變技術以及超寬帶雷達的出現，這就需要我們基于DRFM技術的干擾機具有大的瞬時帶寬，提高信噪比，在復雜的電磁環境中能夠實時、快速地挑選出需要干擾的雷達信號。而數字信道化技術在接收靈敏度、工作帶寬、雷達信號的截獲能力等方面性能良好，具備接收同時到達多個雷達信號的能力，且信道化技術能抑制子信道帶寬外的噪聲提高信號的信噪比，適應現代戰爭的復雜電磁環境需求。所以本文選用逐點滑動DFT數字信道化結構來運用于雷達干擾機中，并給出了具體的介紹與仿真。

1 逐點滑動DFT信道化技術

1.1 逐點滑動DFT技術

目前數字信道化技術已經非常成熟，目前最常見的是基于多相濾波器組的數字信道化結構[2]，但是由于多相濾波結構在時間分辨率和頻率分辨率上存在相互制約關系，一般而言選用多相結構都會選擇損失實時性來保障頻率分辨率，但是實時性在干擾機中是比較重要的參數，因此本文選用另一種逐點滑動DFT的信道化結構來完成干擾機的設計，逐點滑動DFT信道化結構如圖1所示。

圖1 逐點滑動DFT的信道化結構圖

1.2 逐點滑動DFT的遞歸算法

由圖1可以看出當AD采樣的數據流每次1點滑動時，在第n時刻和n+1時刻窗口中的數據樣本大量重復，后一個時刻的N點數據只是將前一個時刻的N點數據中的首個數據剔除，而在最后添加一個當前時刻最新的樣本數據點，除此之外的N-1個數據完全相同，所以兩個連續時刻的各自頻譜之間必然存在聯系[3]，假設n-1時刻的N點DFT結果為Xk(n-1)，n時刻的結果為Xk(n)。

(1)

(2)

根據式(1)和式(2)可以推出

=[Xk(n-1)-x(n-N)+x(n)]ej2πk/N

(3)

可以看出,計算Xk(n)只要通過前一個點Xk(n- 1)減去x(n-N)，加上現在的x(n)，再進行相移來計算，遞歸結構示意圖如圖2所示。

圖2 逐點滑動DFT的遞歸結構示意圖

1.3 遞歸逐點滑動DFT的頻域加窗

由于DFT在當前時刻對N點數據進行信號進行處理時，相當于人為的加了矩形窗對數據截斷，這樣會造成頻譜泄漏。為了減少頻譜泄漏對后續信號處理的影響，通常對信號在時域加非矩形窗(如漢寧窗、漢明窗等)，通過減小信號旁瓣幅度來降低DFT的頻譜泄漏。但是如果在時域加窗會使得上面的遞歸逐點滑動DFT式(3)不成立，因此考慮對數據做完遞歸逐點DFT后進行頻域加窗處理。由DFT的性質可知,時域乘積等效于頻域的周期卷積，即數據為x(n)，窗函數為w(n)可得

y(n)=x(n)w(n)?Y(n,k)=X(n,k)·W(k)

(4)

窗函數選用N點漢寧窗來進行進行頻域加窗[4]，因為漢寧窗的DFT結果只有三個非零值，對三個非零值同時進行整數倍放大，可得三個值為分別為W(-1)=-1，W(0)=2，W(1)=-1，所以頻域加窗的表達式為

Y(n,k)=X(n,k)·W(k)=X(n,k)·W(0)+

X(n,k+1)·W(-1)+X(n,k-1)·W(1)

(5)

所以根據式(5)可以完成對逐點DFT后的數據進行頻域加窗來降低頻譜泄露,從而得到基于遞歸的逐點DFT信道化頻域加窗結構如圖3所示。

圖3 遞歸逐點滑動DFT的頻域加窗結構圖

2 基于逐點滑動的信道化的干擾機技術

2.1 逐點滑動DFT技術

數字信道化結構的干擾機的結構主要分為三個部分，如圖4所示。

圖4 數字信道化下雷達干擾機基本結構

2.2 仿真分析

本文采用遞歸算法的逐點DFT信道化結構，每次滑動作32點DFT，采樣率fs為1.2GHz，因此干擾機對應的時間分辨率為0.83ns，頻率分辨率為37.5MHz。雷達信號S(t)選用線性調頻信號，數學表達式為

(6)

其中信號時寬T為10μs，帶寬B為40MHz，中心頻率f0為300MHz，信號PRI設置為40μs，到達雷達干擾機時間為5μs。對信號添加信噪比為0dB的噪聲信號，仿真得雷達的時域和頻域圖如圖5所示。

圖5 雷達信號時域頻域圖

采用遞歸算法的逐點滑動DFT信號化結構對雷達信號接收，經過AD采樣后對數據逐點作32點DFT，然后經過頻域加窗，可以得到信號的信道化接收圖如圖6所示。

圖6 信道化干擾機對雷達信號的接收

可以清楚地看到雷達信號出現在第8和第9信道內，但是由于信道的交疊，同時部分雷達信號也會出現在第7和第10信道內。對信道內的的信號進行CFAR處理后，根據信號的連續性判別，判別依據是當前時刻信道內有信號時標志位置1，連續8個時刻，如果8個時刻的標志位相加大于6即判斷信號連續存在，最終可以得到信號位于第8和第9信道內，對兩個信道的信號進行疊加合成，可以得到兩個合成信號的時域和頻域圖像如圖7所示，對比圖3可以看出對信號可以進行完整準確的接收。

圖7 信道內接收信號的時域頻域圖像

對上面接收的信號進行距離維調制產生一個在距干擾機300m位置的單假目標，在時域相當于滯后2μs，通過仿真可以得到調制后干擾信號對雷達的脈壓效果如圖8所示，可以看出干擾信號對雷達脈壓效果和單純的雷達真實信號回波本身做脈壓效果基本一致并且在時域相距2μs，具有很好的脈壓效果。干擾調制時給信號進行多普勒調制，進行仿真可以得到雷達對干擾信號也具有很好的MTD效果，如圖9所示。

圖8 干擾信號對雷達脈壓圖

圖9 干擾信號對雷達MTD圖

上述我們進行了單個假目標干擾的效果仿真，這只是一種最基本的并且具有代表性的欺騙式干擾，我們還可以通過調制形成多假目標等欺騙式干擾。接下來我們再對上述接收后的信號進行靈巧噪聲卷積干擾樣式的壓制類干擾樣式仿真。靈巧噪聲卷積噪聲干擾是將干擾機接收到的雷達信號進行存儲，然后經過調制器將視頻噪聲信號與存儲的雷達信號作卷積，經功率放大器放大后將信號進行發射的干擾方法[5]，選用均值為0，方差為1，時寬為15μs的高斯白噪聲信號作為視頻噪聲信號。將高斯白噪聲與接收到的雷達信號做卷積調制得到的干擾信號來做脈壓和MTD，得到的圖像如圖10、圖11所示。

圖10 干擾信號對雷達脈壓圖

圖11 干擾信號對雷達MTD圖

圖10和圖11可以看到靈巧噪聲干擾信號經雷達的匹配濾波后出現了遮蓋波形，能夠完全遮蓋雷達本身信號的脈壓結果，可以產生很好地壓制干擾效果。

通過上面的仿真可以看出，采用遞歸算法的逐點滑動DFT信道化結構進行的干擾機設計能夠很好地對雷達信號在信噪比為0dB的環境下進行準確的高精度接收，并且能夠很好地產生欺騙性干擾和壓制性干擾兩類干擾樣式。

3 結束語