Boost軟開關的控制原理和控制方法分析及應用

吳子豪

（武漢理工大學，湖北 武漢 430070）

0 引 言

Boost軟開關技術在電力電力技術領域中占有重要地位，是電力電子技術的重要組成部分。在Boost軟開關技術中，控制原理和控制方法是進行Boost軟開關設計的前提。隨著Boost軟開關技術的進步，在控制原理和控制方法方面也可以加以改進和創新，以提高Boost軟開關的技術水平。本文在分析Boost軟開關的控制原理和控制方法的基礎上，介紹了Boost軟開關的控制原理和控制方法的具體應用。

1 雙Boost結構的軟開關

對于雙Boost結構的軟開關，整流充電復用電路包括晶體管Q1、晶體管Q2、晶體管Q5、二極管D1、二極管D2、二極管D5、二極管D7、二極管D8、電容C1、電容C3和電感L3。晶體管Q1、晶體管Q2和電容C1串聯構成回路，電感L3、晶體管Q5與二極管D7和二極管D8串聯的支路，并聯于所述晶體管Q1、晶體管Q2和電容C1串聯構成的回路；二極管D1并聯于晶體管Q1的兩端，二極管D2并聯于晶體管Q2的兩端，二極管D5并聯于晶體管Q5的兩端；電容C3并聯于電感L3和二極管D7組成支路的兩端。這種雙Boost結構的軟開關整流復用電路實現了市電升壓、電池升壓以及電池充電，大大降低了整機的硬件復雜度，提高了可靠性，降低了成本。

2 Boost軟開關的控制原理和控制方法

2.1 Buck Boost變換器的軟開關調制方法

對于雙向級聯式Buck Boost變換器的軟開關調制方法，包括：第一MOSFET開關管的導通時刻位于第二MOSFET開關管的關斷時刻后至少一個采樣周期，第一MOSFET開關管的關斷時刻位于第三MOSFET開關管的導通時刻后至少一個采樣周期；第二MOSFET開關管的導通時刻位于第一MOSFET開關管的關斷時刻后至少一個采樣周期；第三MOSFET開關管的導通時刻位于第四MOSFET開關管的關斷時刻后至少一個采樣周期，第三MOSFET開關管的關斷時刻為電感電流過零時刻；第四MOSFET開關管的導通時刻位于第三MOSFET開關管的關斷時刻后至少一個采樣周期[1]。這種方法不借助于額外輔助電路實現了雙向級聯式Buck Boost變換器的軟開關調制，避免了調制與控制的交互影響，降低了雙向級聯式Buck Boost變換器控制系統的設計和實現難度。

2.2 Boost軟開關變換器及工作原理

對于隔離型有源箝位交錯并聯Boost軟開關變換器及工作方法，在該電路中包括耦合電感、MOS管、二極管以及電容等元件。其中，MOS管和二極管在Boost軟開關變換器工作的過程中，可以控制電路的導通和截止，從而實現對Boost軟開關變換器的運行控制。通過對Boost軟開關變換器的電路結構進行合理設計，可以使得電路具備箝位的功能，滿足實際應用需求。

在實際應用中，有雙Boost結構的軟開關整流充電復用電路。這種電路包括晶體管Q1、晶體管Q2、晶體管Q5、二極管D1、二極管D2、二極管D5、二極管D7、二極管D8、電容C1、電容C3和電感L3。晶體管Q1、晶體管Q2和電容C1串聯構成回路，電感L3、晶體管Q5與二極管D7和二極管D8串聯的支路并聯于所述晶體管Q1、晶體管Q2和電容C1串聯構成的回路；二極管D1并聯于晶體管Q1的兩端，二極管D2并聯于晶體管Q2的兩端，二極管D5并聯于晶體管Q5的兩端；電容C3并聯于電感L3和二極管D7組成支路的兩端。這種電路提出一種雙Boost結構的軟開關整流復用電路，實現了市電升壓、電池升壓以及電池充電，大大降低了整機的硬件復雜度，提高了可靠性，降低了成本。

3 Boost軟開關控制方法的應用

3.1 Boost PFC軟開關電路

目前，對開關電源的研究主要集中在功率因數校正技術（PFC）、軟開關技術和三電平變換器等方面。隨著環保和節能要求的不斷提高，對各種電源的設計提出了越來越高的要求。不僅要求電源體積小、重量輕，而且電源的低功率損耗和高傳輸效率也成為測試電源的重要性能參數。傳統Boost PFC電路大多采用升壓（Boost）電路作為主功率電路拓撲，對于幾百瓦的小功率功率因數校正是較為成熟的技術。采用該電路構成的PFC電路結構簡單，容易實現。但在實際應用中，尤其是低壓大功率應用中，由于開關管不是理想器件，開通時開關管的電壓不是立即下降到零，而是有一段下降時間，同時它的電流也不是立即上升到負載電流，也有一段上升時間。在這段時間，電流上升和電壓下降存在一個交疊區域，產生了開通損耗。開管關斷時，電壓上升和電流下降同時進行，產生關斷損耗。傳統有源功率因數校正電路中導通器件多、通態損耗大，不適于中大功率場合應用。實際中可以采用適于中大功率場合應用的新型Boost PFC軟開關電路，不僅減少了導通損耗，而且減少了器件損耗。

Boost PFC軟開關電路包括第一主開關、第二主開關、第三輔助開關、第一諧振電感、第二諧振電感、第三濾波電感、第一二極管、第二二極管、第三二極管、第四二極管、第五二極管和第六二極管。該電路由第三濾波電感、第一主開關、第二主開關、第一二極管、第二二極管和第四電容組成的脈沖調制連續電流模式電路與由第一諧振電感、第二諧振電感、第一諧振電容、第二諧振電容、第三諧振電容、第三輔助開關及第三二極管、第四二極管、第五二極管、第六二極管組成的ZVS-PWM輔助諧振電路構成。這種Boost PFC軟開關電路不僅減少了導通損耗，而且減少了器件損耗，適于中大功率場合應用，具有結構簡單、效率高的優點。

3.2 雙向級聯式Buck-Boost變換器的應用

雙向級聯式Buck-Boost變換器具有輸入輸出電壓寬范圍變換、能量雙向流動的特點，特別適合于新能源領域DC/DC變換場合。雙向級聯式Buck-Boost變換器的調制方法包括分段式調制法和PWM調制。分段式調制法中，兩MOSFET開關管固定導通或關斷，另外兩個MOSFET開關管動作，根據輸入輸出電壓大小進行分段控制，具有MOSFET開關管動作較少、損耗低的特點[2]，但輸入輸出電壓近似相等時控制效果較差；PWM調制無需比較輸入輸出電壓大小，電壓調節范圍更廣。

PWM調制方法不僅可以工作在連續導通模式（Continuous Conduction Mode，CCM）， 還可以工作在DCM模式下。在CCM模式下，它的電感值較大，電感電流峰值和紋波小，建模簡單，輸出電壓與MOSFET開關管占空比呈正比，適用于負載功率較大的場合，但是控制系統設計相對復雜。DCM模式下，要求它的電感值較小，電感電流變化范圍不大，但電感電流峰值較大，導致MOSFET開關管承受較大的電流應力，影響MOSFET開關管變換器的帶載能力，且輸出電壓紋波較大，因此更適用于負載功率較小的場合。雙向級聯式Buck-Boost變換器的PWM調制過程中，由于每個控制周期4個MOSFET開關管均要動作，會使得MOSFET開關管損耗比起分段式調制更嚴重。為解決MOSFET開關管損耗增加的問題，國內外學者提出了多種軟開關實現辦法。

3.3 DC/DC變換器的應用

DC/DC變換器一般采用附加輔助電路實現軟開關。一種輔助電路是通過附加受MOSFET開關管控制的電容或電感電路與主電路電感或電容發生諧振，使原電路實現MOSFET開關管器件零電流關斷或零電壓開通。另一種全輔助電路是在原電路的基礎上添加MOSFET開關管器件、諧振電感和諧振電容，通過全輔助電路引起的諧振，使原電路中的MOSFET開關管器件實現軟開關。這種采用附加電路軟開關實現方法導致DC/DC變換器結構更加復雜，增加了不確定性，且由諧振引起的額外損耗降低了變換器的效率。

此外，還有一類不借助輔助電路的軟開關實現方法，根據拓撲結構和DCM的特點，通過引入電感反向電流實現軟開關。例如，采用三重半橋式雙向DC/DC變換器拓撲結構，分Buck模式和Boost模式運行，上下兩部分開關在不同模式下互為主開關和輔助開關，利用DCM模式下的負電感電流、開關管并聯的小電容以及在額外加入的死區時間內動作實現軟開關。這種方法沒有額外開關，利用變換器原有結構構成輔助開關，提高了變換器效率[3]。但是，該方法要根據輸入輸出電壓大小區分運行模式，致使控制方法復雜，無法保證模式切換過程的控制效果。在三相交錯同步雙向DC/DC變換器中，將主電路中的開關一部分作為主開關，另一部分作為輔助開關，通過輔助開關對并聯的電容充放電及負電感電流作用實現軟開關。但是，該DC/DC變換器模型結構復雜，控制涉及MOSFET開關管器件及電感電容元件較多，容易產生誤動作。在文獻[3]中提出了通過定義精確時間控制各MOSFET導通關斷的方法，運用雙向級聯式Buck-Boost變換器本身電路結構實現軟開關。通過MOSFET管的寄生電容和偏置電流，以電感電流波形對4個MOSFET管的導通時間進行計算與控制，從而實現軟開關。這種方法是基于時間的開環調制方法，并不能準確控制輸出電壓，致使輸出電壓與參考值誤差過大，且計算過程復雜，精確度較低。

若采用輔助電路的方法會導致DC/DC變換器結構復雜，額外損耗增加；若不加輔助電路，利用DC/DC變換器本身拓撲結構實現軟開關，區分模式運行的方法將導致控制難度加大。此外，有的DC/DC變換器主電路結構復雜，器件失控問題嚴重。或者采用基于時間的開環控制方式，但控制精度較低。

4 結 論

Boost軟開關在工業領域中的應用較為廣泛，提高Boost軟開關的控制性能是推廣Boost軟開關技術應用的關鍵。本文分析Boost軟開關的控制原理和控制方法，對于提高Boost軟開關技術水平具有一定的意義。