一種L 波段寬帶接收信道的設計與實現

李宏哲，張 威

（南京熊貓漢達科技有限公司，南京 210014）

1 引言

隨著數字技術和電子器件的飛速發展，基于軟件無線電的數字接收機可以對中頻直接采樣，繼而進行數字信號處理。A/D 變換前的射頻接收信道主要完成放大、變頻、濾波等功能，將來自天線的接收射頻信號變換成中頻信號，A/D 變換后經專用的數字信號處理器件進行數字下變頻處理[1]。

本文設計了一種L 波段雙通道接收信道，實現將來自天線的寬帶射頻信號變換為數字中頻信號，最后經A/D 變換后的采樣數據由高速串口輸出。

2 設計方案

某型L 波段寬帶接收機采用雙天線分集接收，具備同時處理四路接收數據的能力。因此該接收信道設計為雙通道接收，采用一次下變頻、寬帶采樣接收方式，實現雙通道射頻輸入至雙中頻輸出變換，其中雙通道混頻器共用一個本振信號。其原理框圖如圖1所示。

圖1 接收信道原理框圖

該接收信道上下通道采用相同的設計，通過將工作頻率（1.6GHz ～1.95GHz）劃分為高、低兩個波段。對于低工作波段，本振頻率為1.503GHz；對于高工作波段，本振頻率為2.047GHz，對應的中頻信號頻率范圍均為97 ～447MHz。系統要求接收信道A/D 射頻前端在整個接收頻段內增益為40dB 左右，噪聲系數不大于5dB，輸入三階截點大于-10dBm。

該方案采用中頻跳變的設計，頻率合成器輸出的本振信號不需要進行頻率切換，降低高速跳頻時頻率合成器的設計難度。

3 電路設計

3.1 接收通道電路設計

接收信道的上下通道射頻前端均設計一個雙工濾波器，將寬帶接收信號隔離、濾波為高、低兩個波段，兩個波段的通道隔離度達40dB 以上，這樣保證在發射機工作的同時，與發射波段不同的另一接收信道可以正常工作。

第一級LNA 最大輸入射頻功率為25dBm，增益為14dB 左右，噪聲系數為0.8，OIP3高達35dBm。同時在輸入端使用數控衰減器來擴展接收機的動態范圍。射頻濾波器采用介質濾波器，功率容量大、帶外抑制高，通帶內插入損耗小于1dB，阻帶衰減達30dB 以上，且具有較理想的矩形系數[2]。第二級放大器增益為13.6dB，噪聲系數為4.4，OIP3為33.3dBm。

混頻器采用超高動態范圍下的混頻器LTC5551，提供非常高的+36dBmIIP3線性度、9.7dB 低噪聲指數。與一般具有轉換損耗的無源混頻器不同，LTC5551具有2.4dB 的轉換增益，從而極大地改善了接收機的動態范圍。LTC5551集成了僅需0dBm 驅動電平的LO 緩沖器，因此最大限度地減小了外部電路并降低了成本。

中頻濾波器采用LC 帶通濾波器，矩形系數不大于1.5。A/D變換器采用1GHz 采樣率的高速模數轉換芯片AD9680，模擬輸入最大電平為1.70Vp-p 差分，使用高速串口將采樣數據傳送至大規模集成電路進行信號捕獲處理。

3.2 A/D 電源電路設計

AD9680是14位、1GSPS 雙通道模數轉換器，JESD204B 編碼串行數字輸出，1GSPS 時雙通道總功耗在3.3W 左右。為了向AD9680提供高效率、低噪聲的電源，建議使用開關穩壓器將直流輸入電源（+28V）轉換為1.8V 和3.8V，然后通過LDO 穩壓器調節輸出各路電源。

為保證AD9680 工作正常，將AVDD1_SR 和AGND 的連接與AVDD1 和EPAD 的連接分開，AD9680 的裸露焊盤連接至AGND。將PCB 上的銅平面劃分為9個均等的1.35mm×1.35mm部分，可以最大化地實現A/D 與PCB 的覆蓋和連接。同時，在銅層上設計多個過孔，獲得盡可能低的熱阻路徑以通過PCB 底部進行散熱[3]，推薦的PCB 布局布線如圖2所示。

圖2 AD9680裸露焊盤的PCB布局

3.3 頻率合成電路設計

外部輸入的基準頻率經功率分配后，作為頻率合成器PLL的參考時鐘。我們使用內部集成VCO 的頻率綜合集成電路芯片STW81200，在內部進行分頻分別實現輸出1.503GHz 和2.047GHz兩個本振頻率。為了達到合適的信號幅度，需要在本振輸出端有一個匹配網絡來將輸出阻抗調制到50Ω。此外，由于混頻器的本振端是單端輸入，因此需要使用平衡-不平衡變壓器將輸出差分信號轉換為單端信號。

4 設計中的問題及解決

4.1 JESD204B 接口上電啟動問題

接收信道啟動工作后，出現工作電流低于正常值，通過SPI接口讀取A/D 內部寄存器狀態，發現JESD204B 接口的PLL 時鐘未能鎖定，導致JESD204B 接口不能正常工作。

經過分析，造成該現象的發生有兩個原因。其一是由于功耗很大，電源轉換器過熱引起A/D 電源電壓下降，造成JESD204B接口啟動異常；其二是由于A/D 上電和其SPI 寄存器參數配置的時序上存在不確定性問題。

針對第一個問題，將兩個A/D 變換器電源重新劃分、完善PCB 布局，有效改善了電源散熱。對第二個問題，在A/D 上電后，FPGA 連續對其進行3次配置，并實時檢測JESD204B 接口的時鐘狀態，若未鎖定，則繼續對A/D 的寄存器參數進行配置，有效解決了JESD204B 接口上電啟動問題。

4.2 接收雜散性能差

對接收信道雜散指標進行測試，在中頻頻段范圍內進行頻譜掃描，發現某些頻段內出現較多離散的雜散信號，影響某些工作頻點的接收靈敏度性能。

對帶內雜散的頻率進行計算、分析，其產生途徑主要有兩個：一是本振頻率、A/D 時鐘頻率及其高次諧波信號頻率產生的組合干擾，即高階交調分量；二是有用信號、本振頻率及A/D 時鐘頻率多次諧波產生的組合干擾。該類干擾與信號幅度相關，信號越強則干擾信號的電平也越大。由于從天線進入接收信道混頻器的信號與本振信號、時鐘信號相比較弱，因此這類干擾電平較小，可忽略不計。

由于兩個本振信號輸出端的介質低通濾波器對其高次諧波抑制只有20dB 以上，另外，受本振輸出端至混頻器的PCB 走線影響，當混頻器端口存在駐波時，高次諧波的輻射干擾較大。因此，考慮在本振輸出端增加一個低通濾波器，抑制本振高次諧波30dB以上，可以降低中頻帶內雜散電平，部分可降低至噪聲電平以下；同時在PCB 設計中將兩個本振信號分層布線，提高隔離度。采取上述兩種措施后，接收中頻帶內的雜散信號電平得到了有效抑制，對接收性能基本不產生影響。

4.3 射頻濾波器端口S 參數差

在測試時發現，射頻濾波器輸入輸出端口S 參數很差、駐波比很大，且通帶頻響較差，導致插入損耗較大。

經過分析，由于濾波器輸入輸出引腳的焊盤較寬（32mm×16mm），PCB 為TU-752板材的多層板設計，按照特性阻抗為50Ω 計算頂層射頻布線的線寬應為19mil，而較寬的濾波器引腳焊盤對應的特性阻抗較低，這時在濾波器的輸入輸出端口就會產生駐波，引起端口的阻抗匹配性能變差。

由于微帶線的厚度t 不為零，將有更多的邊緣場產生，可近似為導體有效寬度的增加[5]，式（1）、（2）中的導體寬度w 用有效寬度weff來替代：

圖3 微帶傳輸線的特性阻抗

按照式（1）～（3）的計算方法，在MATLAB 中進行計算后可得到微帶線特性阻抗與w/h 的關系，如圖3所示。從圖3中可以看出，微帶線的特性阻抗與w/h 成反比。因此在微帶線寬度一定時，增大導體和參考平面層之間的基片厚度，其特性阻抗也隨之增大。

基于以上分析對PCB 進行改進設計，將濾波器輸入輸出引腳焊盤下方的各參考平面層除底層外均切掉，單獨對焊盤采用底層地作為參考平面層，增大焊盤的特性阻抗；同時對射頻走線至濾波器焊盤時采用漸進線設計，降低兩者因阻抗不連續而產生的駐波。經過測試驗證，采取上述措施后，安裝在PCB 上的濾波器性能指標符合設計要求。

5 結束語

本文介紹了一種L 波段寬帶接收信道采用的設計方案、實現電路以及設計中應該注意的問題。該接收信道具有增益高、噪聲系數小以及大動態的特點，能夠滿足接收機的性能指標要求。該接收信道設計過程中所采用的技術，具有一定的創新性和實用性，已在某型寬帶數據端機上得到驗證及應用。