基于碳化硅器件的高頻化高效率船用變頻器

柳彬，姚川，徐正喜

(武漢第二船舶設計研究所，湖北 武漢 430064)

0 引 言

電力驅動作為船舶推進以及船用泵組驅動的一種主要方式，廣泛應用于各型船舶，船用變頻器是實現調速變工況運行的關鍵設備[1-4]。目前，船用變頻器均采用IGBT硅基半導體器件作為主開關器件，其工作頻率一般在20 kHz以內。硅基電力電子器件經過近60年的長足發展，其性能已趨近理論極限，通過器件原理的創新、結構的改善及制造工藝的進步，已經難以大幅度提升變頻器總體性能。近年來，以碳化硅（silicon carbide，SiC）為主的第三代半導體技術突破了硅基半導體器件在耐壓等級、工作溫度、開關損耗和開關速度上的極限，能夠顯著減小電力電子變換器的重量、體積、成本，大幅提升電力電子系統的性能[5-7]。

本文以應用于船舶泵組電力驅動的船用變頻器為研究對象，開展基于碳化硅器件的高頻化高效率船用變頻器設計，提出有源前端（AFE）變頻器系統拓撲結構、整流與逆變系統控制策略，以及主電路參數計算方法，系統仿真和試驗結果表明，該設計方式是實現船用變頻器高性能、小型化的有效技術途徑。

1 有源前端（AFE）變頻器系統拓撲結構

船用變頻器為交流50 Hz輸入、交流變頻輸出。本文采用圖1所示的電壓源型雙PWM交-直-交變頻器系統拓撲結構，由前級整流部分和后級逆變部分組成。

前級整流部分采用了有源前端（AFE）即高頻PWM整流方案[2-4]，其優勢包括：

1）電網側輸入電流為正弦波，無功從感性到容性連續可調（包括功率因數=1），與不控整流方案相比，可顯著降低船用電網諧波污染；

2）能量可雙向流動，既可整流，又可回饋，當負載電動機處于再生發電制動狀態時，能量通過后級逆變器回饋至中間直流母線，使母線電容電壓上升，此時通過控制前級電網側整流器，使其運行于逆變狀態，使電能回饋給電網；

3）可在不穩定的電網中可靠工作，即在船用電網電壓大幅波動時，仍能維持直流母線電壓不變，提高了設備的可靠性。

后級逆變部分采用通用的三相橋逆變方案，并配置了三相正弦波濾波器。正弦波濾波器是帶有阻尼電阻的LC濾波器，其諧振頻率遠大于變頻器最高輸出頻率，遠小于開關頻率，濾波器的輸出電壓為正弦波，適用于船用使用條件中輸出電纜較長的應用場合。

在該系統拓撲結構中，前級整流部分和后級逆變部分的所有開關器件均采用最新一代的SiC器件。由于SiC器件開關速度的加快，可工作于20kHz以上的開關頻率，這將顯著減小無源器件如直流支撐電容和輸出LC濾波器的體積和重量，大幅提升電力電子裝置的功率密度。同時，與傳統硅基IGBT相比，SiC 器件的導通電阻較小，使得導通損耗大幅降低。除此之外，全SiC器件擁有的SiC SBDs具有較小的反向恢復電流，開關損耗大幅降低。損耗大幅降低帶來的直接結果就是電力電子裝置變換效率顯著提高，大大降低了對散熱及冷卻系統的需求。

2 系統控制策略

2.1 前級整流控制策略

建立三相PWM整流器在三相靜止a，b，c坐標系中的數學模型，表達式如下：

式中：L，R分別為電源輸入線電感和電阻；Sa*，Sb*，Sc*分別表示三相橋臂的開關函數；S*=1，代表對應的橋臂上管導通，下管關斷；S*=0，代表對應的橋臂上管關斷，下管導通。已知交流電源電壓后，對6個開關器件進行實時的高頻通斷控制，即控制Sa*，Sb*，Sc*就可以調控直流輸出電壓及交流輸入電流大小和波形，實現理想的整流變換。

圖 1 基于碳化硅器件的有源前端（AFE）變頻器系統拓撲結構Fig. 1AFE frequency converter structure based on SiC device

引入兩相同步旋轉d，q坐標系，得到兩相同步坐標系下的模型，表達式如下：

由此可得到圖2所示的兩相同步旋轉坐標系中PWM整流器模型結構圖。

圖 2 兩相同步坐標系下PWM整流器模型Fig. 2PWM rectifier model in d-q synchronous coordinate system

采用恒功率坐標變換，則電網處有功功率、無功功率可表示為：

由式（4）可知，當電網電壓恒定時，控制d軸電流即可以控制網側輸入的有功功率，控制q軸電流即可控制網側輸入的無功功率。進一步分析可知，id指令值可來自直流母線電壓誤差的調節輸出，而iq指令值則決定了電網側的功率因數。在變頻器系統中，要求電網側整流器運行在單位功率因數狀態，即iq指令值被設置為iq*=0。同時，為了保證系統具有良好的動態特性，依據圖2所示的整流器模型，在控制系統加入負載電流前饋環節，即負載電流的大小可以立即在d軸的電流內環指令上得到體現。

2.2 后級逆變控制策略

后級逆變環節采用通用的電壓-頻率控制即V/f控制方式，適用于船舶泵組驅動系統等對動態性能要求不高的場合[8]。V/f控制系統框圖如圖3所示。

圖 3 V/f控制系統框圖Fig. 3V/f control system structure

V/f控制的控制量是交流電動機的定子電壓幅值u*和頻率f*。圖3中工作頻率設定即轉速設定，經斜坡函數發生器減緩轉速升降變化率后，送至V/f曲線發生器，產生定子電壓給定信號u*、頻率給定信號 f*，經PWM發生器去控制變頻器。

3 主電路設計及參數計算

本文研究的變頻器輸入電壓三相380 V/50 Hz，輸出電壓三相380 V/50 Hz（5～60 Hz），額定輸出功率30 kVA。設整流器和逆變器的效率均為0.96，負載的功率因數為0.8（通常電機功率因數在0.75～0.85之間），開關頻率為fs=50 kHz，則

輸出相電流：

輸入相電流：穩態計算暫且忽略濾波電容電流的影響，認為IL=Iout。采用SVPWM調制，忽略濾波電感壓降，設調制系數M=0.9，可反算出直流母線電壓：

為了留有一定裕量，實際取直流母線電壓為Udc=650V，此時調制系數為M=0.83。

由功率平衡可計算出直流母線電流：

為滿足前級整流、后級逆變1.25倍長時過載要求，結合直流母線電壓為650 V的要求，選擇CREE公司的SiC模塊CAS120M12BM2以及對應的驅動板PT62SCMD12，該SiC模塊在25°C時可通過193 A的電流，90°C時可通過138 A的電流，滿足本設計要求。

1）前級整流參數計算

整流器濾波電感值根據其基波壓降為輸入電壓的5%來設計，即

直流母線電容的選取主要考慮其整流器的動態響應過程，其響應時間大約為5 ms，即認為5 ms時間內整流器不工作，逆變側能量由電容完全供應，設負載的功率因數為0.8，由能量平衡得直流支撐電容值Cd應滿足下式要求：

式中：Udcmin為滿足使逆變器SVPWM不過調制的最小直流電壓，即。

由此可計算出直流電容Cd≥1 818 μF，本設計中取 Cd=2 000 μF。

2）后級逆變參數計算

正弦波濾波器中濾波電感紋波電流最大值按小于相電流額定值峰值的20%，即

可得：Lf≥ 252.8 μH，取濾波電感值 Lf=253 μH。正弦波濾波器諧振頻率取1/10開關頻率為宜，即fc=0.1fs=5 kHz，濾波電容可得：

4 仿真分析

根據前述變頻器設計參數，利用Matlab/Simulink建立整流器仿真模型，得到系統滿載時直流母線電壓波形如圖4所示。

圖4（a）所示的直流母線電壓穩定，圖4（b）中電壓局部放大后直流母線電容電壓紋波約1 V左右，遠小于直流母線電壓的0.5%～1%（3.5～7 V），所以選擇2 000 μF的直流母線電容在滿載時完全可以滿足穩定直流側電壓的需求。

圖 4 滿載時直流母線電壓波形和直流母線電壓局部放大波形Fig. 4DC bus voltage waveform at full load and partial enlarged DC bus voltage waveform

5 試驗結果

基于圖1的變頻器系統拓撲結構，按照本文提出的控制策略以及參數計算方法，設計1套基于SiC器件的船用變頻器。變頻器額定容量為30 kVA，開關頻率為50 kHz。變頻器由整流模塊和逆變模塊2部分構成，模塊結構采用同樣的結構型式。通過功率及控制單元集成、驅動電路優化、直流支撐電容緊湊布置等措施，整流、逆變單模塊尺寸僅為315 mm×435 mm×220 mm，功率密度可達0.995 W/cm3，效率達到96%。圖5和圖6分別為整流模塊、逆變模塊的試驗波形，表明該變頻器具有良好的性能指標。

圖 5 整流模塊輸入、輸出波形（輸入側功率因數=1）Fig. 5Input and output waveforms of rectifier module（input power factor=1）

圖 6 逆變模塊輸出波形（THD%=3.14%）Fig. 6Output waveform of inverter module（THD%=3.14%）

6 結 語

將新一代碳化硅器件應用于船用變頻器的設計，可大幅提升船用變頻器的性能。變頻器開關頻率由20 kHz左右可提升至50 kHz以上，將大大減小濾波器的體積，有利于變頻器的小型化。同時，開關器件損耗顯著降低，變頻器效率可提升至96%甚至更高，有效地提高了變頻器的功率密度和性能。