航天用高效率半導(dǎo)體激光器驅(qū)動(dòng)電源

吳嘉文，齊 雨，吳新科

（浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院，浙江杭州 310027）

0 引言

半導(dǎo)體激光器由激光二極管（Laser Diode，LD）串聯(lián)成陣列構(gòu)成，LD本身具備體積小、重量輕、壽命長、器件結(jié)構(gòu)緊湊、工作性能穩(wěn)定等一系列優(yōu)點(diǎn)，在軍事、醫(yī)療、工業(yè)生產(chǎn)、光纖通訊等高尖端技術(shù)領(lǐng)域發(fā)揮著舉足輕重的作用，是目前應(yīng)用最為廣泛的光學(xué)器件之一［1-2］。另外，LD模塊最重要的特點(diǎn)是輸出光的強(qiáng)弱可由輸入電流直接調(diào)制［3-4］，因此，對(duì)于與其相配套的激光電源就提出了更加嚴(yán)格的要求。激光電源直接影響著整個(gè)激光器的輸出功率、使用壽命、整機(jī)體積等，是決定激光器整體性能的重要因素。有時(shí)候，驅(qū)動(dòng)電源的質(zhì)量將直接決定激光器的性能能否達(dá)標(biāo)［5］。驅(qū)動(dòng)電源效率的提高可以增加系統(tǒng)的能量利用率，延長供電電池的使用時(shí)間。隨著半導(dǎo)體技術(shù)的發(fā)展，半導(dǎo)體激光器的輸出功率在不斷增加［6-7］。對(duì)于航天等空間有限的應(yīng)用場合，為了實(shí)現(xiàn)有效載荷輕量化，在相同的散熱條件下，就必須提高驅(qū)動(dòng)電源的效率［8-9］。

為了盡量減小輸出紋波和提高輸出精度，傳統(tǒng)的半導(dǎo)體激光器驅(qū)動(dòng)電源大多采用線性電源結(jié)構(gòu)，這就使得系統(tǒng)體積變大，效率降低［10］。結(jié)構(gòu)簡單的單管拓?fù)洌绶醇ぁ⒄る娐返龋诳刂粕洗蠖嗖捎秒娏鬟B續(xù)模式硬開關(guān)，此種方式相比線性電源結(jié)構(gòu)，效率有所提高，但仍然無法滿足目前的效率需求。有學(xué)者利用軟開關(guān)、同步整流等技術(shù)，且采用較為復(fù)雜一些的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來進(jìn)一步提高效率［11］。但在航天領(lǐng)域，由于需要采用高可靠性的器件，這些復(fù)雜結(jié)構(gòu)較難實(shí)現(xiàn)。而準(zhǔn)諧振反激拓?fù)洳粌H能夠消除整流元件的反向恢復(fù)損耗，還能降低原邊開關(guān)管的開通損耗。因此，本文采用單管的反激拓?fù)洌Y(jié)合準(zhǔn)諧振軟開關(guān)方法、同步整流等技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)，通過控制方法的改進(jìn)設(shè)計(jì)和優(yōu)化，實(shí)現(xiàn)航天領(lǐng)域可用的高效驅(qū)動(dòng)電源。

1 準(zhǔn)諧振反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與典型波形

準(zhǔn)諧振反激DC-DC電路及其穩(wěn)態(tài)工作波形如圖1所示。當(dāng)主管S1關(guān)斷后，副邊電流逐漸下降。經(jīng)過一段時(shí)間后，副邊電流會(huì)在t3時(shí)刻減小為零，實(shí)現(xiàn)副邊整流管的自然關(guān)斷。在過零點(diǎn)之后，原邊開關(guān)管S1保持關(guān)斷狀態(tài)，于是激磁電感和主開關(guān)管S1的結(jié)電容進(jìn)行諧振。由于漏感感值相對(duì)較小，可以忽略，諧振周期可以近似由下式給出：

同時(shí)，諧振的谷底電壓值為

式中：V為DS電壓谷底值。在過零點(diǎn)之后，延時(shí)半個(gè)諧振周期開通就可以實(shí)現(xiàn)谷底開通，從而減少開通損耗。

2 主電路參數(shù)設(shè)計(jì)

2.1 變壓器變比

由于航空領(lǐng)域?qū)煽啃缘囊笫指撸骷x擇就必須考慮降額。在這里使用的降額標(biāo)準(zhǔn)為GJB/Z 35-93中的最高降額等級(jí)。由于輸入電壓最高為160 V，根據(jù)降額要求，只能選擇500 V以上的高可靠MOSFET器件。而變壓器變比n的選擇會(huì)嚴(yán)重影響器件的耐壓裕量。不妨定義變壓器變比n為原邊比副邊，電壓裕量與n的關(guān)系如圖2所示。如果不考慮漏感的話，根據(jù)降額標(biāo)準(zhǔn)，需要留40%的耐壓裕量，如圖2中黑色虛線所示，此時(shí)變比能取5.5～8.5之間。但是在實(shí)際工作的時(shí)候，由于變壓器存在漏感，原邊的電壓會(huì)有過沖，電壓應(yīng)力會(huì)相應(yīng)增大，所以原邊需要留更大的電壓裕量。

圖1 共地反激拓?fù)渑c穩(wěn)態(tài)波形Fig.1 Topology and steady-state waveforms of common ground flyback

另外，由于副邊是同步整流，在臨界模式下可以實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，電壓過沖非常小，副邊整流管的電壓裕量可以按40%取。最終變比取整，數(shù)值為6或者7，為了讓原邊耐壓裕量更大一些，在本設(shè)計(jì)中變比取為6。

圖2 變壓器變比n 與器件耐壓裕量Fig.2 Relationship between the transformer ratio n and the voltage margin

2.2 勵(lì)磁電感量設(shè)計(jì)

由于輸出是恒流源，額定為12 A。輸出電容的平均電流為零，因此，副邊開關(guān)管的電流平均值就等于輸出的恒流源。在額定工作狀態(tài)下，副邊電流平均值為12 A。

臨界模式的flyback和連續(xù)模式一樣，電壓增益公式如下：

這樣，根據(jù)輸入和輸出電壓就可以得到占空比的值。根據(jù)上文，副邊的電流平均值等于輸出電流，峰值電流表達(dá)式為

有了副邊的電流峰值，可以進(jìn)一步得到原邊的電流峰值表達(dá)式為

式中：n為變壓器變比。

將以上3個(gè)等式聯(lián)立消去電流峰值與占空比，就可以得到頻率與輸入輸出電壓以及勵(lì)磁電感感值的關(guān)系：

由式（6）可以得出結(jié)論：在輸入電壓、輸出電壓、輸出電流不變的情況下，頻率和勵(lì)磁電感感值的乘積保持不變。實(shí)際勵(lì)磁電感值的選取根據(jù)額定工況運(yùn)行頻率即可得到。

2.3 頻率變化范圍與效率對(duì)比

根據(jù)式（6），可以得到在變壓器變比確定的情況下，頻率隨輸入輸出電壓的變化關(guān)系，如圖3所示。在相同負(fù)載電流下，最高頻率是最低頻率的1.3倍左右。隨著負(fù)載電流的降低，開關(guān)頻率相應(yīng)上升，輸出電流從12 A降至2.0 A，開關(guān)頻率提高至2.5倍左右。

對(duì)于開關(guān)管的損耗部分［12］，圖4詳細(xì)給出了和硬開關(guān)方案的損耗對(duì)比。由于本設(shè)計(jì)方案工作在臨界模式，電流有效值比傳統(tǒng)的硬開關(guān)方式大，因此，原邊和副邊的導(dǎo)通損耗都會(huì)更大一些。但是，開關(guān)損耗大幅降低，重載情況下?lián)p耗低于硬開關(guān)的1/2。在輕載條件下，由于本設(shè)計(jì)方案頻率會(huì)升高，和硬開關(guān)方案相比損耗優(yōu)勢有所減小。

圖3 開關(guān)頻率變化范圍Fig.3 Switching frequency range

3 電流互感器的設(shè)計(jì)

3.1 電流互感器相關(guān)設(shè)計(jì)框圖

系統(tǒng)的控制框圖如圖5所示。由于變換器要求恒流12 A輸出，所以電流必須進(jìn)行閉環(huán)。此外，由于臨界模式需要在過零點(diǎn)延時(shí)半個(gè)諧振周期后開通主管，峰值電流控制作為電流內(nèi)環(huán)比較合適。整個(gè)閉環(huán)控制需要的資源都集成在了UC1843這個(gè)電流模式脈沖寬度調(diào)制（PWM）芯片中，在一定程度上保障了控制的可靠性。

圖4 損耗對(duì)比Fig.4 Loss comparison

圖5 電流互感器相關(guān)設(shè)計(jì)Fig.5 Design related to the current transformer

3.2 過零信號(hào)與同步整流驅(qū)動(dòng)信號(hào)

如何產(chǎn)生過零信號(hào)是本設(shè)計(jì)中比較重要的一個(gè)問題，通常過零檢測有輔助繞組檢測、電阻檢測以及電流互感器檢測等。輔助繞組檢測在這種同步整流的場合原理上無法使用。考慮到電阻檢測一方面功耗比較大，另一方面在零附近可能會(huì)有比較大的噪聲，會(huì)影響過零點(diǎn)的檢測，在本設(shè)計(jì)中采用電流互感器的方法進(jìn)行過零點(diǎn)檢測。圖5給出了示意波形，電流互感器原副邊的電流滿足變比關(guān)系，因此，電阻上的電壓VR就和副邊電流i2成比例。當(dāng)主電路副邊電流大于零時(shí)，電流互感器副邊繞組電壓就近似等于電阻上的電壓VR。電流下降為零后，二極管失去整流作用，電流互感器副邊繞組電壓將在漏感的作用下逐漸負(fù)向增加，以達(dá)到退磁的效果。為了防止負(fù)向電壓過大損壞器件，本設(shè)計(jì)采用二極管反向串聯(lián)穩(wěn)壓管的方法來進(jìn)行鉗位。于是可以得到電流互感器副邊繞組電壓VCT在一個(gè)開關(guān)周期的波形，如圖5所示。將其與接近零的一個(gè)參考值做比較，再經(jīng)過微分電路之后就可以得到如圖5所示的過零信號(hào)波形，用此信號(hào)同步UC1843的振蕩器即可實(shí)現(xiàn)控制上的變頻。

從圖5可以看出，通過電流互感器可以把副邊的電流波形轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)，同步整流的驅(qū)動(dòng)信號(hào)和過零方波信號(hào)互補(bǔ)，邏輯上只需要反向一下即可。圖5中用反向器來簡單表達(dá)，但是實(shí)際使用時(shí)這樣不僅會(huì)帶來比較大的延時(shí)，增加了副邊開關(guān)管的損耗。同時(shí)，閾值電壓也不能另外設(shè)定，調(diào)節(jié)自由度欠缺。采用另一個(gè)比較器就可以解決上述問題，而且兩通道的比較器芯片也較常見。

3.3 輸出電流平均值檢測

作為恒流源輸出，輸出電流的采樣是必不可少的。為了降低采樣功耗，如果直接用電阻采樣，則信號(hào)幅值就會(huì)比較小，易受干擾。本設(shè)計(jì)中，利用了電流互感器得到的電流信息，將其取平均，就得到了輸出的平均電流。這樣信號(hào)幅值不僅較大，采樣也不會(huì)有較大的損耗。

由于實(shí)際的CT都存在勵(lì)磁電感，實(shí)際得到的電流信號(hào)是主電路副邊電流和CT勵(lì)磁電流之差，所以有必要分析勵(lì)磁電流對(duì)采樣精度的影響。電流互感器的勵(lì)磁電壓由二極管的管壓降和電阻電壓組成，可由下式給出：

式中：nCT為CT副邊比原邊的變比。

將式（6）做積分之后，就可以得到折算到原邊的勵(lì)磁電流，峰值表達(dá)式為

式中：LCT為原邊一圈的勵(lì)磁電感感值；Tsec為副邊開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間。

由電流表達(dá)式進(jìn)行平均運(yùn)算即可得到平均值為

通過式（9）不難發(fā)現(xiàn)，勵(lì)磁電流的平均值和二極管管壓降、電阻阻值、勵(lì)磁電感大小、變比等都有關(guān)。在變比為100、勵(lì)磁電感為300 nH、二極管管壓降為0.3 V的條件下，就可以得到在輸出電流都為12 A的條件下，采樣變化范圍不大，如圖6所示。

圖6 不同輸入電壓下電流采樣值Fig.6 Current sampling values under different input voltages

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證上述分析和設(shè)計(jì)的有效性，搭建了100～160 V輸入、8～16 V輸出，額定12 A輸出的樣機(jī)。樣機(jī)照片如圖7所示，其中采用與高可靠性器件導(dǎo)通電阻相近的工業(yè)器件，并且通過并聯(lián)電容來達(dá)到相似的結(jié)電容。

圖8所示為器件應(yīng)力相關(guān)波形。由圖8可見，原邊DS電壓不到250 V，副邊電壓不到35 V，都完全滿足應(yīng)力要求。從原邊GS來看，當(dāng)原邊DS震蕩到接近谷底時(shí)，GS才置高，實(shí)現(xiàn)了谷底開通。由圖8過零相關(guān)實(shí)驗(yàn)波形可以看到，當(dāng)CT電壓下降到零時(shí)，代表副邊電流過零，此時(shí)比較器產(chǎn)生過零的方波信號(hào)，此信號(hào)經(jīng)過微分電路、同步振蕩器，波形與理論完全符合。當(dāng)輕載為2 A時(shí)，頻率實(shí)驗(yàn)大約是12 A的2.2倍，與理論基本吻合。由圖8紋波相關(guān)實(shí)驗(yàn)波形可以看到，實(shí)驗(yàn)電壓噪聲峰峰值小于300 mV，電流紋波峰峰值小于100 mA。

圖7 樣機(jī)照片F(xiàn)ig.7 Pictures of the prototype

圖8 穩(wěn)態(tài)工作波形Fig.8 Steady-state waveforms

在不同輸入條件下，額定輸出的效率曲線如圖9所示。由圖9可見，經(jīng)過前面的設(shè)計(jì)，最高效率可以達(dá)到92%以上；隨著負(fù)載的減輕，效率有所下降，當(dāng)輕載為2 A時(shí)，本設(shè)計(jì)方法的效率在80%左右。

圖9 效率曲線Fig.9 Efficiency curves

5 結(jié)束語

本文針對(duì)航天用半導(dǎo)體激光器驅(qū)動(dòng)電源，基于高可靠性器件和反激拓?fù)洌芯苛艘环N高效率的實(shí)現(xiàn)方法。通過平面變壓器繞組交錯(cuò)的設(shè)計(jì)，使漏感大幅減小，吸收電路損耗減小一個(gè)數(shù)量級(jí)。電流互感器實(shí)現(xiàn)了過零檢測、電流平均值檢測以及同步整流驅(qū)動(dòng)信號(hào)的產(chǎn)生三個(gè)功能，進(jìn)一步降低了輔助電路的損耗。基于本設(shè)計(jì)方案的樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)測得峰值效率超過92%，并且輕載效率超過80%。但是本文未對(duì)其可靠性做分析或測試，因此，后續(xù)將研究在考慮可靠性時(shí)保護(hù)電路的設(shè)計(jì)、故障狀況的處理等問題，以保證航天的應(yīng)用需求。