基于選擇性陷波的窄帶干擾抑制策略研究

郭 巍，潘申富，陳敬喬

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

直接序列擴頻通信技術(shù)由于具有低功率譜密度、寬頻譜、抗干擾、抗多徑、低截獲概率及能實現(xiàn)多址通信等優(yōu)點，在軍事通信和民用通信中獲得了廣泛的應(yīng)用[1-2]。隨著使用環(huán)境的日益復(fù)雜，接收機在干擾環(huán)境下的性能成為人們關(guān)注的重點和研究熱點。在采用直接序列擴頻通信體制的無線通信系統(tǒng)中，為進一步提高鏈路的抗干擾能力，接收端可采用窄帶干擾抑制技術(shù)消除部分干擾，改善接收信噪比[3-4]。

頻域陷波是直擴系統(tǒng)中常用的一種抗窄帶干擾措施，頻域陷波干擾抑制方法由于其實現(xiàn)簡單、效率高，被認為是一種極具潛力的窄帶抗干擾策略[5]。文獻[6-12]介紹了頻域陷波的設(shè)計及具體實現(xiàn)方法，文獻[13-16]介紹了頻域陷波的具體應(yīng)用。但頻域陷波也存在一定缺陷，在切除窄帶干擾的同時，也會切除部分信號，帶來信號能量損失和信號失真的問題，影響接收性能，因此采用頻域陷波時，不但要考慮切除窄帶干擾導(dǎo)致的信噪比改善，還要考慮信號能量損失和信號失真導(dǎo)致的信噪比惡化。需要衡量并對比干擾本身和陷波處理二者對性能的影響，從而得出是否陷波的結(jié)論。因此，如何有效解決窄帶干擾問題成為本文研究的主要目的之一。本文通過深入研究，提出基于選擇性陷波的窄帶干擾抑制策略，并結(jié)合理論分析，給出具體實施方法。針對不同功率的窄帶干擾，有區(qū)別地進行頻域陷波，使通信鏈路達到優(yōu)良的誤碼性能。

1 信號模型

擴頻通信方式與其他通信方式的區(qū)別在于，擴頻系統(tǒng)在傳送信號的過程中對信號發(fā)送端進行了擴展頻譜調(diào)制。擴頻通信運用偽隨機序列調(diào)制需要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)，把信號頻譜擴展到更寬的頻帶后再進行傳輸，因而能達到一定的抗干擾目的。

實際應(yīng)用中，直擴系統(tǒng)經(jīng)常會受到其他通信信號的影響和人為干擾，給系統(tǒng)的整體性能帶來不利影響，需要采用輔助手段對信號進行處理，以減弱和消除干擾，使系統(tǒng)能夠正常工作。

按照干擾頻譜寬度與有用信號帶寬之間的關(guān)系，干擾信號可分為寬帶干擾(WBI)和窄帶干擾(NBI)。WBI是指干擾所占帶寬與擴頻帶寬可比擬的干擾，包括脈沖干擾、寬帶高斯白噪聲以及同信道的其他擴頻信號。NBI是指干擾所占帶寬遠小于擴頻信號帶寬的干擾，包括單音干擾(干擾頻率固定或者時變)、多音干擾，窄帶高斯噪聲以及同信道的數(shù)字窄帶信號[2]。NBI是眾多干擾樣式中較為典型的一種，本文僅針對NBI進行具體分析。

直接擴頻信號在頻域呈現(xiàn)出與白噪聲相似的平坦特性，而NBI信號在頻域會出現(xiàn)明顯的頻譜峰值，如圖1所示。

圖1 窄帶干擾頻域示意Fig.1 Schematic diagram of narrow-band interference in frequency domain

擴頻通信系統(tǒng)中，可以采用不同方法消除NBI，目前常用的抗窄帶技術(shù)主要有2種：時域抗干擾技術(shù)和頻域抗干擾技術(shù)。時域抗干擾技術(shù)通過 FIR/IIR 濾波器和相關(guān)器實現(xiàn)干擾抑制，可以對多個NBI進行有效抑制，但時域抗干擾算法需要長時間迭代才能達到穩(wěn)定狀態(tài)，無法跟蹤快變干擾。而頻域抗干擾技術(shù)不需要收斂過程，能對快時變干擾迅速做出反應(yīng)，且對干擾樣式不敏感，所以在NBI抑制眾多方法中，頻域陷波的應(yīng)用是最普遍的。

2 選擇性陷波策略

實際通信環(huán)境中，可能會存在多個NBI，而且NBI的功率、譜密度等參數(shù)大小不一。這就會面臨一個問題：是否所有的NBI都需要切除，切除哪些干擾，對改善鏈路傳輸性能才是有益的。為了解決這個問題，需要對頻域干擾抑制前后的傳輸性能進行對比。具體來說，需要對2個方面進行計算和對比：第一，干擾本身帶來的信噪比惡化有多大；第二，將NBI所在位置的頻譜進行陷波置零后，信號能量的損失和信號失真導(dǎo)致的信噪比惡化有多大。如果在頻域切除某一個干擾后，信噪比改善值還不及信號能量損失和信號失真導(dǎo)致的惡化，則這個NBI不需要切除。

本文設(shè)計了簡便易行的陷波策略，對存在多個不同窄帶干擾的信號進行選擇性陷波，提高鏈路誤碼性能。具體步驟如下：

① 將接收到的混合信號在頻域上劃分為M個均勻子帶(子帶為頻域切除的最小單位，各子帶帶寬相同)。理論上子帶數(shù)量越多越好，為了計算方便，工程上可取32個。

圖2 子帶排列示意Fig.2 Schematic diagram of sub-band order diagram

③ 通過仿真，獲得由干擾切除導(dǎo)致的信號失真所帶來的性能惡化ξ。分別仿真切除子帶數(shù)量1～k時，信號失真導(dǎo)致的性能惡化，得到ξ與切除子帶數(shù)量k的關(guān)系。信號失真大小與切除比例、調(diào)制方式及擴頻比大小都有關(guān)系，具體內(nèi)容可參考文獻[18]中給出的方法和結(jié)果。調(diào)制方式和擴頻比給定后，切除比例越小，失真導(dǎo)致的性能惡化越小；切除比例越大，失真導(dǎo)致的性能惡化越大。

⑤ 利用頻域陷波前后信噪比變化公式，即：

(1)

按照以上步驟進行操作，完成頻域陷波策略。

λk的具體的推導(dǎo)過程及計算方式如下：

(2)

(3)

信號失真帶來的損失用ξ表示，干擾抑制前后信噪比的變化用λk表示，則：

(4)

所以，式(4)可化為：

(5)

3 仿真驗證

3.1 子帶劃分及排序

仿真條件：BPSK調(diào)制，512倍擴頻，滾降0.15，窄帶干擾個數(shù)6。有干擾的頻譜圖如圖3所示。將頻譜平均分為32個子帶，窄帶干擾寬度等于子帶寬度。仿真計算每個子帶功率，F(xiàn)FT點數(shù)取1 024，平均次數(shù)1 000。然后按照子帶功率大小排序。

圖3 窄帶干擾頻譜Fig.3 Narrow-band interference spectrum

3.2 仿真ηk

切除1～k個子帶前、后信號的功率比值用ηk表示。式(5)中，λk的第二部分為ηk，ηk的大小與陷波子帶數(shù)量k有關(guān)，隨k的增大而增大。

成形濾波器的滾降系數(shù)不同，ηk值也略有不同。由文獻[18]可知，滾降系數(shù)不同不影響后續(xù)結(jié)果分析。為了分析方便，使頻譜形狀更方正，文中設(shè)定滾降系數(shù)α=0.15。子帶個數(shù)設(shè)為32，切除比例限定為小于60%，32×60%≈19，k最大值為19。通過仿真和計算可得ηk與k的關(guān)系如表1所示。

表1ηk與k的關(guān)系Tab.1 Relationship ofηkandk

k0123456789ηk/dB00.090.250.400.580.740.901.071.251.43k10111213141516171819ηk/dB1.631.832.042.302.502.753.053.353.603.95

3.3 仿真信號失真導(dǎo)致的性能惡化ξ

通過仿真，得出信號失真帶來的性能損失ξ。采用參考文獻[18]方法，可得信號失真導(dǎo)致的性能惡化ξ與k的關(guān)系。在BPSK，512倍擴頻條件下，仿真結(jié)果如表2所示。

表2ξ與k的關(guān)系Tab.2 Relationship ofξandk

k0123456789ξ/dB0.100.100.100.100.100.100.100.100.150.15k10111213141516171819ξ/dB0.150.150.150.150.200.200.200.200.200.20

3.4 陷波后的信噪比增益λk

子帶排序完成后，進行子帶切除。子帶切除個數(shù)k依次為1～32，利用式(5)計算信噪比改善值λk，結(jié)果如圖4所示。由圖4可以看出，k為5時，λk的值達到峰值點，說明切除到第5個子帶，性能最好。

圖4 性能增益與子帶個數(shù)關(guān)系Fig.4 Relationship of performance gain and sub-band number

通過仿真，得出切除不同個數(shù)子帶的誤碼率曲線，如圖5所示。對比誤碼率曲線可以看出，性能最好的曲線是k=5的誤碼率曲線。與上述推斷一致，驗證了該策略的正確性。

圖5 子帶切除后的誤碼率Fig.5 BER of sub-band notched

4 結(jié)束語

針對擴頻系統(tǒng)中的窄帶干擾抑制問題，提出了一種選擇性陷波策略，可有效改善鏈路誤碼性能。通過研究擴頻信號及窄帶干擾的頻譜特征，對信號子帶功率的比較及排序，采用誤碼性能改善值作為陷波判決依據(jù)，制定了對不同窄帶干擾信號的陷波策略。該方法避免了門限的閾值設(shè)置，克服了閾值設(shè)置不當對干擾抑制效果的影響。仿真結(jié)果表明，該方法能有效抑制擴頻系統(tǒng)中的窄帶干擾信號，使鏈路達到了更好的誤碼性能，而且適用于不同的窄帶干擾情況，具有一定的普適性。