基于超寬帶系統MIMO 雙載波調制解調技術

楊潤豐,李銘釗,駱春波

1.東莞職業技術學院電子與電氣工程學院,廣東 東莞 523808

2.中電數據服務有限公司,北京 100191

3.英國埃克塞特大學數學與計算機科學系,英國EX4 4QF.

目前，采用單個天線傳輸信息的超寬帶(Ultra-Wide Band，UWB)系統能實現速率200 Mb/s 距離10 m 至速率600 Mb/s 距離3 m 的傳輸性能[1-3]。然而，UWB 系統在高速率模式下的通信覆蓋范圍有限，在無線個人局域網(Wireless Personal Area Network，WPAN)沒能獲得廣泛應用。多輸入多輸出（Multiple-Input Multiple-Output，MIMO）是一種成熟的多天線技術，它能夠擴展無線通信系統的鏈路覆蓋范圍。國內外學者開始在UWB 頻譜的無線個人局域網中開展MIMO 技術應用的研究，通過利用時間、空間和頻率分集，提出滿足UWB 系統MIMO 配置的不同發射和接收技術方案，實現UWB系統最大的分集增益[4,5]。結合UWB 系統運行模式的特點和要求，本文提出MIMO 雙載波調制和解調技術，使系統支持更高的數據傳輸速率，并能保持更遠的傳輸距離。

1 系統與信道模型

UWB 系統配置了多速率的數據傳輸模式。在UWB 系統物理層發射端（見圖1），經過編碼交織處理比特流再通過快速傅里葉逆變換（Inverse Fast Fourier Transform，IFFT）把復數值調制到正交頻分復用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM）符號的數據子載波上。在UWB 系統物理層接收端基，接收信號在頻域經均衡處理后通過進行軟判斷信息數據的原始值。此外，信息數據的還原還通過信道狀態信息的比例分配輸出軟解調值進行判斷。工作頻譜劃分為兩個頻帶組，分別是4.2 GHz～4.8 GHz 和6.0 GHz～9.0 GHz。信道模型采用IEEE 標準的UWB 測試信道模型[6]。該模型定義4 個不同范圍的獨立無線電環境，并在UWB 信道響應離散化過程中使用0.167 ns 的采樣周期。在該標準模型中，多徑衰落的幅度反映了由于信道的濾波效應在接收機處產生的信號分布。通過對室內環境的實測和隨機分析，得到了接收信號云的特性。該模型信道特性的屬性及比例是極其重要，具體包括集群到達率、射線到達率、集群衰減因子、多路徑遮蔽效應的平均標準偏差對數正態分布、集群衰減的標準偏差、射線衰減的標準偏差、平均超額延時、平方根延時、10 分貝功率峰值范圍內的顯著路徑個數、信道能量平均值偏差、信道能量標準值等參數。功率延遲曲線和均方根延遲分布符合通信信道標準要求。

圖1 超寬帶發射端基帶模型Fig.1 UWB transmitter baseband model

圖2 超寬帶接收端基帶模型Fig.2 UWB receiver baseband model

2 MIMO雙載波調制

雙載波調制（Dual Carrier Modulation,DCM）是UWB 系統用于數據傳輸率320 Mb/s 及更高數據傳輸模式的調制技術。為了解決編碼信息被調制在單一載波無線信道上傳輸不穩定和不可靠的問題，通過頻率分集技術，使用兩個相隔200 MHz 的單獨IFFT 載波加載雙載波調制符號，每個雙載波調制符號攜帶相位和正交相位兩個分量，即對應4 個比特信息。由于每兩個子載波之間相隔50 個IFFT 子載波，這頻率分集技術讓關聯的調制符號產生兩個不同功率的信號。每個雙載波調制符號映射到對應生成2 個頻率分集的OFDM 符號幀。那么，通過MIMO 雙載波調制技術處理后將產生4個OFDM 符號幀。

MIMO 雙載波調制增加了調制信息位的使用。信息位經過位交織處理后，每5 位組成一組數據，其中每兩組（g1、g2）中的第5 位（b5）相同，作為選擇不同映射方式的驅動位。該方法的核心是將每兩個QPSK 符號的實部相互交叉插入，再生成兩個復數符號。即每兩組的前4 位映射生成4 個四相相移鍵控信號（Quadrature Phase Shift Keying，QPSK）符號，見公式1-4。其中，c(n)=2n，n∈{0…24}，2n+50，n∈{25…49}。然后，根據第5 位（b5）的極性把4 個QPSK 復數符號轉化為4 個八相相移鍵控（8 PSK）調制符號。此8 PSK 調制符號相隔j2π/16（即載波相位差22.2°）形成星座點（見圖3）。此外，星座點位置按d1=1，d2=2.41 距離度量。

圖3 雙8PSK 星象圖映射Fig.3 Dual 8-ary PSK constellations

當b5=0 時 當b5=1 時

以上公式中m=1,2….8 代表8 PSK 調制符號在星座圖中的序號，real{·}和imag{·}分別表示計算輸入函數的實部和虛部。為了提高系統抗突發錯誤和深度衰落的能力，基帶處理進一步使用位交織形成（bc(n)+50，bc(n)+51，bc(n)+100，bc(n)+101）序列，應用在正交復符號中。此外，為了提供對信道深衰落的頻率分集增益，兩組頻譜數據相隔50 個IFFT 子載波，即間隔200 MHz 帶寬，按頻率分集的方式分配數據幀。從以上的配置實現MIMO 雙載波調制模式。

3 MIMO雙載波解調

接收端的解映射處理使用兩個星座圖組合表示相同符號的子載波。每個接收符號包含該特定符號同相位和正交相位分量的兩個子載波由50 個FFT 子載波分離。為了增加單個接收符號的功率譜及簡化檢測，在系統解調處理時需要考慮每個接收支路中兩個符號的組合。在接收端，根據接收信號的實部、虛部和五位數據幀的第5 位（b5）在8 PSK 星象圖中的估算位置來獲取原發射的4 位數據信息（bc(n)+50，bc(n)+51，bc(n)+100，bc(n)+101）。把所有接收信號幀中的復數符號的實部和虛部進行分別比較。每個OFDM 符號幀對應兩組50 個調制符號，其中50 個符號對應于第一頻譜，另外50 個符號對應第二頻譜。在解碼過程中，利用符號間的歐氏距離計量方法還原最接近的發射符號。每個符號在其對應的信道中需進行8 個距離值的比較計算，并對50 個PSK 符號進行重復計算。歐氏距離的計算不受正交頻分和信道影響。各個符號的歐氏距離由公式13-16 表達為：

4 實驗與分析

4.1 系統測試設置

系統使用了共40 臺六核CPU 計算機在MATLAB 平臺中運行仿真測試。使用頻率分集和兩個射頻天線發送數據。在每個物理層協議服務數據集中設置2500 個數據單元，每個數據單元的大小為2048 個字節，識包率設置為8%，取90%信道測試的平均值為有效結果。在MIMO 配置中，需要考慮到收發端雙天線元件對系統性能和信道衰落效應的影響，最大噪聲參數值為6 dB，系統的實現損耗最大值為3 dB，設其它損耗的最大值為3 dB。在超寬帶測試信道的4 個模型(CM1-CM4)中進行定點運算仿真測試。因為UWB 信道對接收信號到達時間沒有要求，其帶寬不受限制。在仿真過程中通過調整采樣周期，進行濾波和二次采樣轉換。二次采樣周期為2.672 ns（0.167×16），即采樣指數乘以16。為了去除抽取二次采樣時的混疊效應，在仿真測試中使用抗混疊濾波或復下變頻轉換碼。

4.2 系統性能測量比較

系統在使用單天線的雙載波調制解調模式時，傳輸速率為600 Mb/s，在信道CM2 中實現最遠的傳輸距離約為3.8 m。系統在提出的雙天線MIMO 模型配置中，傳輸速率為1.2 Gb/s，在信道CM2中實現最遠的傳輸距離約為4 m（見圖5）。從圖中可以清楚地看出，所提出的實現雙天線的模型優于標準的單模型傳輸。系統使用兩個調制模式在非視線的多徑傳播信道（CM2）中的通信覆蓋范圍相近，兩者都不超過4 m，但雙天線MIMO 雙載波調制使系統的吞吐量提高一倍。通過CM3 和CM4測量所得的系統性能不滿足使用需求。這說明了不管使用哪種調制模式，系統都不適合在超過4 m的非視線多徑傳播信道中進行的高速數據傳輸。

圖4 單天線雙載波調制解調600 Mb/s 系統性能Fig.4 Performance in 600 Mb/s with a single antenna

圖5 雙天線MIMO 雙載波調制解調1.2 Gb/s 系統性能Fig.5 Performance in 1.2 Gb/s with two antennas

5 結論

本文基于多頻帶正交頻分多天線集成技術的基礎上，研究了MIMO雙載波調制解調技術，使UWB系統實現了最高數據傳輸速率達1.2 Gb/s和最遠通信覆蓋范圍達4 m。在保持快速處理和低功耗的前提下，使UWB系統能夠支持更高的數據傳輸速率，并能保持更遠的傳輸距離。這將為MIMO UWB技術無線個人局域網高速數據傳輸應用和物聯網平臺應用中打下堅實的技術基礎。