基于改進型SVPWM的開關電感型準Z源逆變并網的研究

王 哲，張欣欣

（黑龍江科技大學 電氣與控制工程學院，黑龍江 哈爾濱 150022）

0 引 言

在現代科學技術高速發(fā)展的當下，光伏發(fā)電技術一直備受矚目。逆變器作為光伏逆變中最重要的一部分，對其研究十分必要。傳統逆變器前級升壓后級逆變的兩級結構，提高了成本，降低了傳輸效率，因此Z源逆變器被提出，隨后逐步改進得到了qZSI和SL-qZSI。qZSI與傳統Z源相比減小了電路元件的應力。SL-qZSI與qZSI相比提高了升壓倍數，改善了升壓波形，提高了電路可靠性。在調制策略上，通過加入直通時間改進傳統SVPWM，使得同一橋臂開關管允許直通，實現拓撲升壓的同時減小了死區(qū)時間，降低了輸出波形的失真效果。

1 SL-qZSI拓撲的工作過程分析

調制系數M影響輸出電流，直通占空比D影響升壓因子B，當對升壓因子B的要求更高時，要求有較長時間的直通狀態(tài)。由M+D≤1可知，輸出電流的質量和升壓倍數之間互相制約。為了更好解決這一矛盾，可以將開關電感和qZSI拓撲相結合得到SL-qZSI拓撲，如圖1所示。

圖1 SL-qZSI拓撲結構

SL-qZSI拓撲工作于非直通狀態(tài)時，如圖2所示。根據基爾霍夫電壓定律，依次對Vin、L1、C1所在回路，L2、L3、C2所在回路和VPN、C1、L2、L3所在回路列寫KVL：

SL-qZSI拓撲工作于直通狀態(tài)時，如圖3所示。根據基爾霍夫電壓定律，依次對L1、C2、Vin所在回路，C1、L2所在回路和C1、L3所在回路列寫KVL：

圖2 SL-qZSI拓撲非直通狀態(tài)

圖3 SL-qZSI拓撲直通狀態(tài)

此時，直流鏈側峰值電壓為：

相同條件下，qZSI的升壓因子可以表示為B=1/(1-2D)。由式（3）可知，SL-qZSI拓撲的升壓因子B變大，當升壓效果相同即B相同時，SL-qZSI所需直通占空比D更小，從而使得M更大，則輸出電流效果更好，且小范圍占空比調節(jié)提高了系統穩(wěn)定性。

2 改進型SVPWM的算法實現

改進型SVPWM通過在傳統SVPWM調節(jié)策略中加入直通零矢量，使得同一橋臂的兩個開關管可以直通。

由8種組合的基本空間電壓矢量，可得到電壓空間矢量圖如圖4所示。它們將復平面分成6個區(qū)，并將之定義為扇區(qū)。

改進的SVPWM調制波主要由3部分組成：判斷電壓空間矢量Uref所在扇區(qū)，確定各扇區(qū)相鄰兩非零矢量和零矢量作用時間，確定各扇區(qū)矢量切換點。

2.1 判斷電壓空間矢量Uref所在的扇區(qū)

兩相靜止坐標系α、β下，Uα、Uβ與Uref的關系為。由Clark變換可知，三相電壓分量VA、VB、VC可表示為：

圖4 電壓空間矢量與對應（abc）示意圖

定義A、B、C，有：

（1）若VA＞0，則A=1，否則A=0；

（2）若VB＞0，則B=1，否則B=0；

（3）若VC＞0，則C=1，否則C=0。

A、B、C共有8種組合，但A、B、C不同時為1或0，所以實際組合是6種組合。由于不同的組合和相應的扇區(qū)唯一對應，所以扇區(qū)的判斷可以通過對A、B、C組合取不同的值來實現。為區(qū)別6種狀態(tài)，可以令N=4×C+2×B+A，則可以得到N與扇區(qū)的對應關系。Uref所在的扇區(qū)可由表1判斷。

表1 N與扇區(qū)的對應關系

2.2 確定各扇區(qū)相鄰兩非零矢量和零矢量作用時間

引出3個輔助變量X、Y、Z，以此類推可以得出其他扇區(qū)各矢量的作用時間，令：

得到各個扇區(qū)T1、T2作用的時間如表2所示。

表2 各扇區(qū)T1、T1作用時間

2.3 確定各扇區(qū)矢量切換點

由PWM調制原理計算每一相比較器的值，分別計算3個電壓矢量作用時間后，可以先計算每個電壓矢量在一個開關周期內的切換點。傳統七段式SVPWM調制技術的各切換時間運算關系如下：

而改進型SVPWM的七段式調制技術的同一橋臂的上下兩個開關管的切換時間不一樣，所以要分為上下橋臂來分別列寫。對3個上橋臂而言，開關管的各切換時間分別為：

下橋臂3個開關管矢量切換時間為：

Ta、Tb、Tc為對應比較器的值，則不同扇區(qū)切換點Tcmp1、Tcmp2、Tcmp3與各扇區(qū)的關系如表3所示。

表3 各扇區(qū)時間切換點Tcmp1、Tcmp2、Tcmp3

對于一個任意給定的Uref，都可按照以上幾個步驟得出馬鞍波作為SVPWM的調制波，然后與載波三角波進行比較得出期望的SVPWM信號波形。上述中TPWM為三角波周期，T0為直通零矢量作用時間，Vin為輸入電壓。

3 仿真實現

3.1 SVPWM中重要輸出波形

扇區(qū)N輸出波形和SVPWM輸出算法波形，分別如圖5和圖6所示。

圖5 扇區(qū)N輸出波形圖

圖6 SVPWM輸出算法波形

3.2 開關電感型準Z源逆變并網系統仿真

理論分析基于改進型SVPWM的開關電感型準Z源逆變拓撲后，下面利用Matlab建立開關電感型準Z源逆變并網系統仿真模型來進一步驗證理論分析的正確性。仿真參數設置如下：系統輸入電壓Vin=500 V，開關電感型準Z源中電感L1=L2=L3=0.3 mH，電容C1=C2=600μF，開關電感型準Z源輸出直流鏈側電壓VPN=700 V；逆變后輸出濾波電感L=7 mH，逆變后輸出濾波電容C=8μF，設置Z源逆變所并電網幅值為220V、頻率為50 Hz，SVPWM調制策略中輸出馬鞍波后與頻率為10 kHz三角波相比較得到最后的驅動波形。

圖7 開關電感型準Z源輸出直流電壓波形

圖8 逆變輸出A相并網電流和電壓

由圖7可以看出，開關電感型準Z源輸出直流電壓為700 V，升壓效果良好。圖8的并網電壓和并網電流波形是逆變器輸出端經過濾波電路濾波后得到的波形。由圖8可以看出，開關電感型準Z源逆變器輸出的電流與電壓同頻同相。仿真結果表明，開關電感型準Z源逆變器作為一種單級型升壓逆變器，以含有直通零矢量的SVPWM為調制策略時能夠實現正常并網，驗證了理論分析的正確性與可行性。

4 結 論

本文主要分為兩部分介紹了基于改進型SVPWM的開關電感型準Z源逆變電路的原理與工作過程。第一部分主要介紹開關電感型準Z源逆變電路拓撲，第二部分詳細介紹了改進型SVPWM的算法實現。最后，搭建仿真驗證了調制策略的正確性和這一拓撲逆變并網的可行性，發(fā)現仿真逆變并網效果良好。