超寬電壓范圍輸入低電壓大電流輸出的無人機開關電源設計

黃 彪

（貴州航天林泉電機有限公司0616研究所，貴州 貴陽 550081）

0 引 言

多電/全電飛機技術是未來航空航天發展的一個主流方向，對飛機電源系統的集成度和多功能化提出更高的要求[1]。隨著現代科學和航空技術的飛速發展，飛機的功能日益完善，機載用電設備的種類及功率持續增加，其對供電電源的需求不斷增加。飛機上的很多航電設備一直采用28 V直流電壓供電[2]，為此需要研制大功率的開關電源將飛機發電機輸出的高壓交流電變換為28 V直流電輸出，為飛機航電設備供電。

對于特種飛機超寬輸入電壓范圍的情況，常規的單級功率變換存在變壓器設計及器件選擇困難的問題，且電源系統穩定性不易控制，若采用兩個電源直接串聯則會導致體積大、整體變換效率低、負載動態性能差等問題難以解決。根據實際工程情況，本文采用一種四路交錯boost+移相全橋+同步整流的隔離型高頻全功率變換拓撲結構設計，不僅滿足超寬范圍輸入電壓的隔離穩壓變換要求，而且實現了高效率的功率變換。

1 電源結構與原理

電源拓撲結構如圖1所示。主功率拓撲采用四路交錯boost+移相全橋+同步整流的隔離型高頻全功率變換拓撲，電源分為前級AC/DC變換部分和后級DC/DC隔離變換部分。前級變換部分采用四路交錯boost電路，主要作用是主開關管根據UCC28070控制芯片的占空比大小將輸入電壓升高至一個合適的中間母線電壓。后級隔離變換部分采用移相全橋+同步整流電路，采用集成了同步整流功能的移相全橋控制芯片UCC28950控制電源輸出穩定的直流電壓。

圖1 電源拓撲結構

控制電路采用雙閉環反饋控制，電流內環控制使系統能對電壓的變化快速響應，電壓外環控制使系統能對負載電流快速響應，具有很快的響應速度。工作中實際采集的電壓電流信號與基準進行比較，生成誤差信號，同時將誤差信號傳遞到控制電路?？刂齐娐犯鶕`差控制信號，調制占空比大小，從而控制開關管導通時間，最終實現輸出電壓的閉環穩定控制。

2 電源設計

借助新器件、新工藝、新材料及新拓撲不斷優化改進，可以設計出高性能的電源。器件串聯能解決電壓應力問題，器件并聯能解決電流應力問題，合適的串并聯能擴大電源的輸出功率和提高電源系統的效率，用鋁基板工藝來解決器件散熱難的問題。

2.1 前級AC/DC部分

四路交錯boost電路前端為EMI濾波及三相不控整流電路，使產品具備很好的電磁兼容性能，對輸入交流電進行平滑濾波，減小輸入電壓電流脈動。加入軟啟動電阻及繼電器來減小開機浪涌電流而不增加電路損耗。

傳統Boost電路輸入電流紋波及輸出電壓紋波較大，其適用功率等級較小。在相同的功率等級下，電感電流連續模式n路交錯并聯Boost電路中的每個開關器件的電流應力為傳統Boost電路的1/n，減小了輸入和輸出紋波[3]。

本文前級采用了基于UCC28070的4路交錯并聯變換的設計方案，AC/DC拓撲結構如圖2所示。由于輸入電壓范圍過寬，常規全電壓范圍進行boost升壓處理會使器件電壓電流應力增大和磁性器件設計困難，因此通過不同方案對比，采取對輸入電壓進行分段處理是最優的方法。當輸入交流電壓整流后電壓低于直流280 V時，boost升壓電路工作在變占空比狀態；當輸入交流電壓整流后電壓不小于直流280 V時，boost升壓電路的開關管不工作，前級電路處于不控整流工作狀態。此分段電壓處理方式很好地規避了寬電壓范圍變換導致器件電壓電流應力過大和磁性器件設計困難的問題，同時提高了系統效率及穩定性。

兩個UCC28070控制芯片產生4路交錯boost電路，開關頻率為100kHz，每個芯片產生的PWM波相位相差180°，兩控制芯片間產生的PWM波相位相差90°，使各路PWM波相位依次相差90°。與傳統的Boost升壓電源相比，本電源開關頻率等效為傳統Boost升壓電源的4倍，在輸入輸出電壓相同的條件下，可以顯著減小輸入電感和輸出電容。

常規并聯電路存在各支路不均流缺陷，為解決各支路均流問題，基于平均電流控制的原理，在并聯支路內部加入補償環，根據各支路電流與給定輸入電流的相對誤差對各個支路的占空比進行調整補償，使各支路的電流基本相等，從而減小開關管電流應力。

2.2 后級DC/DC部分

若對前級寬輸入交流電壓（100 V/750 Hz～300 V/1 700 Hz）進行常規不控整流變換，則前級輸出直流電壓為141～425 V，本文前級通過對輸入電壓進行分段處理，控制前級輸出直流電壓在280～425 V，把輸入給DC/DC部分的電壓范圍縮小了一半，便于后級處理，但是輸入端電壓相對輸出28.5 V電壓還是太大。為進一步減小變壓器原副邊電壓電流應力，采用如圖3所示拓撲結構，變壓器兩個原邊先串聯后并聯在一起，變壓器副邊全橋同步整流濾波后經過MOS管再統一并聯在一起?；贛OS管器件正溫度特性，此電路能實現自主均流功能，無需做額外復雜的輸出均流控制。

2.3 樣機設計

圖2 AC/DC拓撲結構

圖3 DC/DC拓撲結構

本文采用UCC28070和UCC28950作為前后級控制芯片，設計了一臺28.5 V/4 kW樣機，開關頻率皆為100kHz，鑒于輸出低壓大電流特性，重量及體積指標要求嚴格，并且需進行防水防鹽霧設計。常規的MOS管及整流管的損耗過大，嚴重限制了電源效率的提高和體積的減小。因此，采用了全橋移相軟開關和變壓器副邊同步整流技術[4]，對所采用功率器件物理特性及電特性進行了優化設計及選型。變壓器原邊采用2顆SPW47N60CFD進行并聯，變壓器副邊全橋同步整流及后端自主均流用開關管采用用4顆SuperSO8封裝的BSC046N10NS3G并聯，此MOS管導通阻抗、寄生電容及尺寸都非常小，極大地減小了開關及導通損耗，減小了樣機體積，并且具備短時間2倍過載能力，極大程度地提高了電源效率、減小了電源的體積和重量。

由于輸出的是低電壓大電流，熱損耗在所難免，樣機需要自散熱，無法提供強迫風冷及液冷條件，只能通過熱傳導方式，而器件溫度是影響器件壽命的最大因素。因此，采用了鋁基板作為器件安裝散熱基板，使器件產生的熱量及時有效的導出，降低了器件溫度，提高了產品可靠性。

3 實驗結果及結論

圖4、圖5為樣機相關性能的測試結果，其中圖4為在3個不同電壓及頻率條件下，不同負載情況的電源轉換效率曲線。從圖中可以看出，100 V/750 Hz輸入情況下效率最低，當負載功率達到額定功率的29.5%時，整機效率就超過了90%；200 V/1 175 Hz輸入情況下，在64%額定負載處，整機得到了最高效率95.7%，而后由于輸出電流進一步加大，輸出損耗加大，效率緩慢降低。

圖4 不同輸入電壓及頻率下效率曲線

圖5為在額定4 kW負載條件下，輸入電壓范圍在100 V/750 Hz～300 V/1 700 Hz變化時的電源轉換效率曲線。在額定負載條件下，200 V/1 175 Hz輸入時得到整機系統的最高效率95.07%。

常規寬范圍輸入隔離低壓大電流輸出大功率電源典型最高效率為92%[5]，而本機整機額定負載狀態最高效率為200 V/1 175 Hz條件下得到的95.07%，變換效率提高大于3%?？梢?，本文通過運用四路交錯boost+移相全橋+同步整流的隔離型高頻全功率變換拓撲結構、新工藝、新器件及鋁基板散熱技術，滿足了特種無人飛機對電源高效率、高功率密度、寬輸入電壓范圍以及低壓大功率輸出的需求。

圖5 不同輸入電壓及頻率下效率曲線