大功率并網逆變器多采樣控制研究

江宏玲，周 成

（1.安徽省·水利部淮河水利委員會水利科學研究院，合肥230088；2.安徽省建筑工程質量監督檢測站，合肥230088；3.安徽國際商務職業學院，信息工程學院，合肥231131）

0 引 言

隨著新能源市場的蓬勃發展，大功率光伏逆變器的應用越來越廣泛，而電壓和電流等級的不斷增大使得大功率逆變器在控制上有諸如：考慮降低損耗而不得不使用較低開關頻率、LCL諧振峰過大等難點。因此，其控制策略上的探究熱點包括：如何在控制時采用盡可能低的開關頻率，如何對LCL濾波器的固有諧振峰進行抑制、采取何種采樣（單采樣、雙采樣、多采樣）方法進行控制。一般大功率逆變器采用低開關頻率控制時所普遍采用的脈寬調制（Pulse Width Modulation，PWM）控制通常為單/雙采樣調制模式，低開關頻率導致引入的控制延時對系統的控制性能有較大危害，電流諧波抑制和動穩態性能等方面效果較差。如何減小計算延時和PWM延時是完成低開關頻率下控制的關鍵，而文獻［1-2］中所提出的研究方法，如：虛擬電阻法、陷波器法、基于狀態反饋法等均無法減小PWM控制延時。對于大功率逆變器所普遍使用的LCL結構存在的較大諧振峰問題，目前的解決方案有有源、無源、無阻尼控制等方法。改進控制算法實現阻尼的增加的有源阻尼控制能夠抑制諧振峰，但文獻［3］中虛擬電阻法無法減小PWM控制延時，文獻［4］中陷波器法由于磁飽和影響LCL濾波器參數致使控制效果較差，文獻［5-6］中基于狀態反饋法由于需要額外的傳感器使得系統成本增加。相對于有源阻尼控制的無源阻尼法［7-8］，雖然算法簡單有效但存在系統損耗較大、衰減高頻諧波能力差等缺點。其實，解決上述問題的關鍵是如何在低開關頻率控制下有效減小計算延時和PWM控制延時，通過使用多采樣控制策略能夠解決。

1 并網逆變器的多采樣有源阻尼控制

傳統的逆變器控制策略中所普遍采用的是單、雙PWM調制采樣模式，這種采樣模式使得系統在控制時的計算延時和PWM控制延時較大，導致系統的電流諧波抑制和動穩態性能等方面效果較差。將多采樣PWM調制方法應用于有源阻尼控制策略中，能夠維持在較低的開關頻率同時減小計算延時和PWM控制延時，從而對諧振峰進行抑制提高控制性能。

1.1 多采樣PWM調制原理

在傳統采樣PWM調制模式下，調制波裝載采樣值的時刻是在三角載波的波峰或波谷處，其中，單采樣是在波谷或者波峰處裝載而雙采樣是在波峰和波谷處裝載。在進行采樣PWM調制時，一般都采用在當前采樣時刻采樣計算而在下一個采樣時刻裝載的滯后一拍控制，這樣使得無論采用何種采樣模式都存在計算延時。但是，在一個開關周期內采樣次數越多會使采樣計算延時越小，所以采樣計算延時可以表示為

Ts/N

式中：Ts為開關周期；N為采樣次數，N越大則計算延時越小。圖1所示為多采樣PWM調制原理，其中采樣頻率fc與開關頻率fs滿足fc＝Nfs，多采樣引入的計算延時Ts/N（其中，N＞2）較單/雙采樣減小，若將多采樣PWM視為純延時環節，則PWM控制延時為Ts/（2N）。采樣總延時：

圖1 多采樣PWM調制原理圖

td和Ts成正比［9］，較低的開關頻率fs會使總延時td增大危害系統性能，維持fs不變增大N，可減小總延時td。對不同的采樣次數N的Matlab仿真延時如圖2所示，實線為仿真結果與虛線計算值基本吻合。

圖2 不同PWM采樣下的總延時td

1.2 大功率并網逆變器的有源阻尼控制

在大功率逆變器中，由于控制時要求采用較低的開關頻率，產生的較大的諧振會影響了系統整體性能。為解決這個問題，常用的方法有有源、無源阻尼法，無源阻尼法雖然簡單易行但增加的實際阻尼會大大增加損耗。有源阻尼法有效解決了無源阻尼法的不足，即對諧振峰進行了有效抑制又提高了控制性能。很多文獻對其進行過研究［10-11］，其中文獻［12］中所探究的方案應用較為廣泛，如圖3所示。本文采用這種有源阻尼控制方式進行算法仿真和實驗研究。

圖3（a）中，ea、eb、ec分別為電網三相電源，C為濾波電容器，L1、L2為逆變器側和網側濾波電感器，ia、ib、ic為逆變器測電流，UDC為直流側電壓。uca、ucb、ucc為電容器C上采樣的電壓，經過圖3所示的［12］環節，式中：k、s、ωfres、Gf()s分別為比例系數、微分算子、諧振頻率以及低通濾波器，將有源阻尼環節Q（S）疊加到電流PI調節器的輸出。圖3（b）中，GR(s)和Gt(s)分別為PI控制器和控制延時。其中GR(s) 和Q（s）［13］為：

圖3 有源阻尼控制結構和電流控制框圖

式中：kp為比例系數；ki為積分系數；kd為增益系數；td為時間系數；δ為分度系數。不考慮控制延遲，若采用圖3（a）并配置有源阻尼Q（s）為超前滯后環節對抑制諧振峰有較好的效果［13］。但實際上對于大功率逆變器來說，圖3（b）所示的延時環節Gt()s不可忽略。而若采用傳統的單/雙采樣，引入的計算延時和控制延時對系統的性能有較大損害，而通過將多采樣技術應用于圖3所示的控制方案，由于一個開關周期內進行更多次數的采樣從而在一個開關周期內達到了減小計算延時和控制延時的效果，實現了系統性能的提高。

1.3 多采樣PWM調制存在的問題及解決方法

將多采樣PWM調制用于有源阻尼控制策略中，通過增大并選擇合適的采樣次數N，可以減小系統總延時td從而提高系統控制性能。但與傳統的單/雙采樣相比，多采樣PWM調制技術在實現過程中主要存在的兩個問題需要解決，一個是調制波與三角載波多次相交造成的多次比較引起的競爭冒險問題；一個是調制波與三角載波可能出現的垂直相交所引起的PWM脈沖丟失問題。本文通過對算法進行改進有效解決了這些問題。

（1）PWM調制波與三角載波多次相交。圖4所示為多采樣PWM調制條件下PWM調制波與三角載波的多次比較示意圖。由圖4可見，三角載波在上升段和下降段均與PWM調制波出現多次相交的問題，這樣會導致三角載波與PWM調制波出現多次比較的問題。以三角載波下降段為例（三角載波上升段同理），PWM調制波幅值為P3時與載波相交于t4時刻，而在t5時刻調制信號裝載更新為P4，又與三角載波相交于t6，產生的多次比較問題會引起的競爭冒險。競爭冒險可能會產生的窄脈沖會引起開關頻率變化或系統開關器件誤動作、產生額外諧波等危害［14］。本文在算法設計時，采用文獻［14］中所述配置方法對DSP的EPWM模塊進行相應配置來消除窄脈沖。

圖4 多采樣PWM多次比較現象

圖5 調制波與三角載波垂直相交

圖6 PWM調制信號延時輸出

（2）PWM脈沖丟失。多采樣時，在一個三角載波周期內的上升或下降段都有可能因為多次裝載導致如圖5所示的三角載波與PWM調制波垂直相交問題。在工程實現時，調制波的裝載時刻一般為中斷時刻而中斷觸發到信號寫入寄存器之間的延時ΔT會使得在垂直相交發生時造成脈沖丟失。以圖6中的三角載波的上升段為例（下降段同理），t1時刻調制波裝載，在中斷觸發的t1時刻若不考慮延時則調制波裝載后，幅值由P1變為P2，t1時刻是對應時間基準計數器值TC1，此時計數器值TC1＜P2。若不考慮延時，當時間基準計數器值TC1遞增到P2時t2時刻電平會翻轉，但實際上進入中斷后才會進行調制信號更新（ΔT1延時的存在），實際上在t3時刻才會輸出P2，此時的計數器值為P1＞TC2＞P2無法滿足計數器的值（TC）等于比較器中的值（CMP）［14］從而造成脈沖丟失。

為了解決多采樣條件下出現的垂直相交問題，本文通在算法設計時，疊加一個ΔT延時補償量到計數器后得到新的TC后再進行比較，有效避免了延時輸出造成脈沖丟失。以載波的上升段為例（下降段同理），當TC＞P1，則使PWM輸出持續低電平，當TC＜P1，則將P1正常寫入比較器。

2 仿真與實驗驗證

2.1 仿真結果與分析

為驗證上述分析，使用Matlab進行仿真分析，系統仿真的參數設為直流側電壓是220 V，網測線電壓110 V，開關頻率選擇2 kHz，逆變器側和網側電感分別為2.2 mH 和1.1 mH，濾波電容60 μF，額定功率5 kW。圖7所示仿真結果為在將如圖3（b）所示的超前滯后環節Q（S）中kd取不同值的情況下，對雙采樣（N＝2）和多采樣（N＝4）進行的仿真。

圖7中的ic、iec分別為逆變器側和網側C相電流，可知kd的選擇是否合適，將決定電流波形是否發生失真。超前滯后環節的PI調節器中kp的增大會導致電流波形失真和THD的增大從而影響系統的穩定裕度［15］。圖8所示是將如圖3（b）中的PI調節器在kp＝110情況下對雙采樣（N＝2）和多采樣（N＝4）進行的仿真。

圖7 kd值對雙/多采樣電流波形的影響

圖8中的ic、iec分別為逆變器側和網側C相電流，可知由于多采樣對計算延時和控制延時的減小導致系統在較大的kp下仍能保持良好的電流波形和減小低次諧波幅值和總諧波失真。

圖8 雙/多采樣電流波形和頻譜（kp＝110）

2.2 實驗結果與分析

在對上述的多采樣控制方案進行仿真分析的基礎上，構建了DSP+FPGA雙芯片實驗平臺，用于實驗驗證。實驗平臺如圖9所示。

圖9 系統控制框圖

其中FPGA完成與DSP的數據交換并輸出驅動控制信號控制逆變橋，DSP完成信號采集和多采樣無阻尼控制以及并網控制功能。圖10為基于多采樣技術的超前滯后環節的電容電壓反饋的實驗波形。

圖10 雙/多采樣網側電流波形和頻譜

為了使雙/多采樣都能得到較好的網側電流波形，取kd＝0.5、kp＝70進行實驗。由圖10的實波形可知，雙采樣（N＝2）和多采樣（N＝4）的實驗結果對比，多采樣的網側電流iec波形更好且總THD為2.76% ＜5%，滿足并網條件。實驗結果表明，采用改進算法解決了多采樣的兩個主要問題后，可以有效降低計算延遲和控制延遲，提高系統控制性能。

3 結 語

傳統采樣在NPC三電平大功率逆變器控制時不可避免的引入了計算延時和控制延時，導致系統控制性能不佳。通過在有源阻尼控制中加入改進后的多采樣PWM控制技術，在維持較低的開關頻率的前提下能夠有效減小計算延時和控制延時從而解決低開關頻率和采樣頻率的矛盾并對LCL諧振峰抑制有較好的效果，提高了系統的穩定裕度和控制性能，實現了有源阻尼的高性能控制。