DC/DC直流開關電源的研究與設計

方軍濤，羅龍剛

（1.中央軍委裝備發展部軍事代表局駐武漢地區軍事代表室，湖北 武漢 430074；2. 武漢中原電子集團有限公司，湖北 武漢 430205）

0 引 言

電子設備常用的直流穩壓電源分為線性電源和開關電源兩大類。開關電源相比于線性穩壓電源，具有功耗低、效率高、體積小、重量輕等優勢，廣泛應用于精密化和集成化程度越來越高的電子設備，并且取得了快速發展，代表了直流供電電源的發展方向。

1 開關電源基本原理及拓撲結構

開關電源的核心組成部分是DC/DC變換電路。利用功率半導體器件作為開關，將一種形式的電能轉換成另一種形式的電路都可以稱為開關轉換器。轉換后的輸出電壓通過閉環負反饋加以穩定，且帶有保護電路的稱為開關電源。開關電源DC/DC變換主要有兩大類，即基本的不帶變壓隔離器的和帶變壓隔離器的。這里對非隔離的轉換電路的Buck變換電路選型進行詳細介紹。非隔離DC/DC變換電路有4種基本形式，即Buck變換、Boost變換、Buck-Boost變換和Boost-Buck 變換[1]。

2 非隔離電路拓撲之Buck變換

2.1 Buck變換電路形式

Buck變換也稱為降壓變換，輸出電壓Vo小于輸入電壓Vin。圖1為受脈沖波形控制的晶體管Q1、二極管D1、電感L和電容C組成的Buck變化電路圖。

圖1 Buck變換電路

開關管Q1導通時，電感上的電流IL為輸入電流，此時二極管D1上所加電壓的極性為上正下負，D1不導通，負載R上流過的電流為Io，加在負載上的電壓為Vo，極性與輸入電壓極性相同。只要電感線圈未飽和，IL就是線性增加的。當IL＞Io時，電容C充電；當IL=Io時，C充電完畢，電路穩定。

開關管Q1關斷時，為了使IL不變，在磁場的作用下L兩端的電壓極性改變。當IL＜Io時，電容C放電，使負載電壓Vo不變，此時二極管D1導通，與電感和負載構成回路，負載R兩端的電壓Vo的極性一直不變。二極管D1稱為續流二極管，不僅可以與電感和負載一起構成導通回路，還可以避免反向電壓擊穿開關管。

PWM脈沖輸入到電流放大器并以負反饋方式控制開關管Q1的通斷。若輸入電壓Vin稍微升高，則EA輸出電壓Vea將降低使鋸齒波與Vea的交點提前，Q1導通時間Ton縮短使輸出電壓Vo=VinTon/T保持不變。同理，若Vin下降，則導通時間Ton正比的延長使Vo保持不變。Q1導通時間的改變使采樣電壓總是等于參考電壓，即VoR2/(R2+R1)=Vref。

2.2 +6 V輸出電路的設計

設計的+6 V輸出電路采用峰值電流模式控制實現簡單控制環路補償和逐周期電流限制的同步降壓直流轉換器。選擇TI公司的電源轉換芯片LM43603，實現較寬輸入電壓（3.5～36 V）轉換為可調輸出電壓（1.0～28 V），最大可達3 A的負載驅動電流。圖2為LM43603為滿足需求的原理圖設計。

2.3 設計實現

根據項目需求，要達到的設計參數如表1所示。

通過查詢該器件的數據手冊，輸出電壓大于等于3.3 V時，選擇把芯片BIAS引腳連接至Vout，如圖2所示。

該器件的輸出電壓可通過外部串聯電阻構成的分壓網絡動態可調。圖2中，分壓網絡由RFBT和RFBB組成。根據式（1）可以由轉換器的輸出電壓確定反饋網絡：

根據推薦值選取RFBT為1 MΩ，期望得到6 V的輸出電壓。由器件電子特性可知反饋引腳電壓VFB=1.011 V（0.994～1.026 V）。反饋電阻RFBB的值由式（1）可得為202.65 kΩ，這里取最接近的值205 kΩ。

表1 設計參數需求

2.3.1 關于開關頻率的選擇

當RT引腳開路時，該芯片缺省的開關頻率為500 kHz。如果要選擇其他工作頻率（200 kHz～2.2 MHz），可以通過式（2）來計算：

除了通過RT設置開關頻率，該芯片還提供sync引腳以通過外部時鐘同步開關頻率。

一般來說，選擇較高的開關頻率可以減小濾波器件Lo和Co的體積，但同時會增加開關損耗，且需要更大的散熱器，所以通常要按實際情況折中選取。

2.3.2 關于輸入電容的選擇

圖2 LM43603輸出+6 V原理圖設計

輸入端高頻去耦電容典型的推薦大小為4.7～10 μF。為留夠充足的電壓余量，陶瓷電容耐壓值為2倍的最大輸入電壓是必要的，所以這里選擇歐中公司4.7 μF/50 V的多層陶瓷貼片電容2個并聯使用。在輸入端還可以選擇一個0.1 μF/50 V的陶瓷電容做高頻濾波，在PCB布局時盡可能地靠近芯片的輸入腳Vin放置該電容。

2.3.3 關于輸出電感的選擇

在Buck轉換電路中，輸出電感選擇的首要標準是自感系數。峰峰值紋波電流通常取ΔiL=(1/5～2/5)×Iout，電感峰值電流由式（3）得到：

電感的取值范圍可以由式（4）給出：

其次，選擇標準是電感飽和電流比[2]。功率電感所過電流為最大負載電流與紋波電流之和IL-peak=ILoad-max+ΔiL。電感電流在IL-MAX的±10%范圍內波動，電感的設計應保證它在直流電流為1.1/IL-MAX時仍不明顯飽和。

這里選擇8.2 μH的電感，此電感額定電流3.25 A，飽和電流7.5 A。

2.3.4 輸出電容的選擇

輸出電容并非理想電容，可等效為寄生電阻R和電感L與理想純電容C的串聯。通常選擇會影響輸出電壓紋波，總希望紋波電流的大部分分量流入輸出電容。輸出電壓的紋波由輸出濾波電容、等效串聯電阻和等效串聯電感共同作用。

ESR最大值由式（8）取得：

3 非隔離電路拓撲之Boost變換

Boost變換器又稱為升壓變換器、并聯開關電路、三端開關型升壓穩壓器，線路由開關管Q2、電感L2、電容C組成，如圖3所示。

圖3 Boost變換電路

開關管Q2導通時，二極管D2關斷，電感線圈L中的電流線性增加，同時儲存能量。當Q2關斷時，L兩端的電壓極性改變。為使流過電感的電流IL維持不變，L中儲存的能量與輸入電源疊加在一起向負載R供電，同時電容C充電。L放電結束后，電容的充電過程也結束。當Vo下降時，電容會向R放電，使Vo增大。

輸出電壓的調整是通過負反饋環控制Q2的導通時間實現的。若直流負載電流上升，則導通時間Ton會自動增加，為負載提供更多能量。若Vin下降而Ton不變，則峰值電流即L的儲能會下降，導致輸出電壓下降。但是，負反饋環會檢測到電壓的下降，并通過增大Ton來維持輸出電壓恒定。

Boost變換器有兩種不同的工作模式：一個周期結束時電感電流已降為零，則工作于不連續模式，同時說明電感中儲存的能量在開關管關斷時全部傳遞給輸出端；若一個周期結束時電感電流沒有降為零，則工作于連續模式。

4 非隔離電路拓撲之Buck-Boost變換

Buck-Boost也稱升降壓式變換器，即輸出電壓可以大于也可以小于輸入電壓，但是它的極性與輸入電壓相反，電路如圖4所示。

開關管Q3導通時，D3截止，電感L3儲存能量，濾波電容處于放電狀態，以維持負載R上的電壓Vo基本不變；開關管Q3截止時，電感兩端電壓發生改變，極性為下正上負，二極管承受正向電壓而導通，此時電感L3將儲存的能量釋放給負載R和電容C3，一方面為電容C3充電，另一方面維持負載電壓Vo不變。由此可見，開關管導通時間的長短決定了電源輸送給負載的能量的多少，導通時間長輸送的能量就多，輸出電壓就高，Buck-Boost變換的電壓變比就大。

圖4 Buck-Boost變換電路

5 開關電源保護電路的設計

開關電源在由它與負載所組成的整個電子系統中，不但要承受來自電路與外界的（如電壓跌落、浪涌與中斷、頻率變化、波形失真、持續噪聲、電磁干擾、瞬變等）不良影響的考驗，還要經受來自負載的（如過流、短路、瞬變、過電壓等）嚴格考驗。因此，設計開關電源時，僅考慮電源的常規輸入、輸出性能是不夠的，還要對電源進行保護電路的設計。

開關電源中一般設有完善的保護電路，如過壓保護、過流保護和防反接保護等。它的保護方式主要是當電路出現過流或過壓時使電路停振以及輸入正負極反接時達到保護的目的。在本設計方案中，輸入級的保護電路原理設計如圖5所示。

圖5 輸入級保護電路

5.1 過壓保護電路

輸入級的過電壓又分浪涌過電壓和電源電壓過高兩種情況[3]。對浪涌過電壓選擇在電源的進線端并聯TVS管和壓敏電阻UR進行保護，兩個同時在保護電路中使用具有互相補充的作用，都可以對瞬變電壓起到很好的抑制作用。TVS管有響應速度快、可靠性高、不易老化、最大箝位電壓偏離擊穿電壓小、壓敏電阻過流能力相對較大、尺寸小、成本低等優勢。對電源電壓過高的保護一般是在輸入濾波后加入電壓檢測電路，這里選取凌特公司LT4356過壓檢測芯片。

通過檢測由R1和R2構成的反饋電壓網絡的電壓，直流輸出電壓Vout超過設定的電壓最大值+30 V時，控制芯片可以通過輸出一個低電平使開關管Q4截止來中斷輸入電壓，以保護后級轉換器中的功率開關管不會因過高電壓而損壞。

現在有些單片開關電源本身具有過壓保護功能，輸出過電壓會直接造成負載電路的損壞。所以，過壓保護的取樣點一般在穩壓電源的輸出端上，當輸出電壓過高時觸發控制電路使開關電路停振，從而起到保護電路的作用。

5.2 過流保護電路

6 開關電源的電磁兼容性EMC設計

EMC（Electromagnetic Compatibility）即電磁兼容性，包括電磁干擾與電磁忍受兩方面[4]。電磁干擾泛指電子裝置產生的電磁波對周圍電子裝置的干擾能力，而電磁忍受則是指電子裝置所能夠忍受周圍環境電磁波干擾的程度。

6.1 開關電源電磁干擾產生機理

開關電源產生的干擾按噪聲干擾源種類來分，可以分為尖峰干擾和諧波干擾兩種。若按耦合通路來分，可分為傳導干擾和輻射干擾兩種。功率開關管在導通時流過較大的脈沖電流，輸入電流波形在阻性負載時近似為矩形波，其中含有豐富的高次諧波分量。功率開關管在截止期間，高頻變壓器繞組漏感引起電流突變也會產生尖峰干擾。開關電源產生的尖峰干擾和諧波干擾能量，通過開關電源的輸入輸出導線傳播出去而形成的干擾稱為傳導干擾；而諧波和寄生振蕩的能量，通過傳輸線傳播時會在空間產生電場和磁場，這種通過電磁輻射產生的干擾稱為輻射干擾。還有元器件的寄生參數、PCB的近場干擾，且器件的安裝、放置以及方位的不合理都會造成電磁干擾。

6.2 電磁干擾的抑制

輸出端使用電容濾波可以使輸出的直流電壓更加平滑。大容量的電容可以用來穩定輸出。由于電容兩端電壓不能突變，因此使輸出平滑。但是，在選擇濾波電容時，容量太大浪費成本，太小會深度放電導致欠壓，所以要根據設計的開關電源的參數選擇合適的容量。

合理的布局布線也可抑制電磁干擾。通常，布局布線時遵循以下基本原則[5-7]。

（1）低電平信號線不能靠近高電平信號線，包括能產生瞬變的信號；

（2）將模擬電路和數字電路分開，避免模擬電路、數字電路和電源公共回線產生公共阻抗耦合；

（3）布線時要使信號線長度盡量小；

（4）保證相鄰板之間、同一板相鄰層面之間、同一層面相鄰布線之間不能有過長的平行信號線；

（5）在每個IC的電源和地之間都應當有去耦電容，而且盡可能地接近IC引腳，有助于濾除IC的開關噪聲；

（6）電磁干擾濾波器要盡可能靠近干擾源；

（7）對噪聲敏感的布線不要與大電流、高速開關線平行，如開關器件的驅動信號、反饋回路等；

（8）在電源或高壓電路中走線之間留有足夠的爬電距離是安全的重要因素；

（9）正確選擇單點接地。通常，濾波電容公共端應是其他接地點耦合到大電流的交流地的唯一連接點，同一級電路的接地點應盡量靠近，且本級電路的電源濾波電容也應接在該級接地點上。因為電路各部分回流到地的電流是變化的，因此實際電流通過回路的阻抗不同會導致電路各部分地電位的變化而引入干擾；

（10）盡量加粗接地線。若接地線很細，接地電位則隨電流的變化而變化，造成電子設備的信號電平不穩，抗噪聲性能變壞。因此，要確保每一個大電流的接地端采用盡量短而寬的印制線，盡量加寬電源、地線寬度。它們的關系是“地線＞電源線＞信號線”。如有可能，接地線的寬度應大于3 mm[7]。也可用大面積銅層作地線用，在印制板上把沒被用上的地方都與地相連接作為地線用。

7 結 論

本文介紹了開關電源的幾種拓撲結構，并詳細分析了Buck降壓轉換電路設計中參數選取的步驟，研究了開關電源保護電路的設計，最后對開關電源電磁兼容性方面進行了設計考慮。