一種新的紅外焦平面陣列調整電路設計

2020-08-07 03:38:42陳力穎于文陽任亞晶

激光與紅外 2020年7期

陳力穎,于文陽,任亞晶

(1.天津工業大學電子與信息工程學院,天津 300387；2.天津市光電檢測技術與系統重點實驗室,天津 300387)

1 引言

紅外成像技術已經應用于許多領域,包括軍事、交通、醫學、工業等[1]。微測輻射熱計是紅外成像技術的關鍵部件之一。微測輻射熱計是一種對紅外輻射敏感的電阻傳感器[2]。當有紅外輻射時,它會吸收紅外輻射,引起電阻變化,電阻的變化會轉換為電信號。紅外焦平面陣列讀出電路的工作原理是通過檢測微測輻射熱計電阻變化,產生電流的變化,轉化為電壓信號進行輸出。紅外焦平面陣列讀出電路的原理框圖如圖1所示。

圖1 紅外焦平面陣列讀出電路的原理框圖

圖2為傳統紅外焦平面陣列讀出電路由傳統調整電路和電容反饋互導放大器(CTIA)[3]組成。在圖2中,當柵極偏置電壓GSK和GFID分別施加到M1和M2的柵極時,M1和M2的源極電壓變為‘GSK+|Vthp|’和‘GFID-Vthn’。其中,Vthp和Vthn是PMOS和NMOS的閾值電壓[4]。圖中有兩個電阻:明像元Ra和盲像元Rb。通過吸收紅外輻射,改變電阻值的是明像元。紅外輻射對盲像元電阻值不會產生影響,用于參考電阻[5]。ia是明像元支路電流值,ib是盲像元支路電流值,輸出電流id是Ra和Rb的函數,可以表示為:

圖2 傳統skimming模塊與CTIA模塊

id=ia-ib

(1)

由公式(1)可以看出,id是Vthp和Vthn的函數,傳統的調整電路中id對Vthp和Vthn的變化非常敏感。因為閾值電壓會受到溫度、源極電壓和襯底電壓等的影響,id的輸出將會受閾值電壓變化的影響。新的調整電路將通過運算放大器控制明像元電阻和盲像元電阻兩端電壓值以減少Vth對id的影響,用于調節電路本身的非均勻性。

另一方面,在沒有紅外輻射時,明像元電路和盲像元電路的輸出信號應具有一致性[6]。探測器制造工藝會引入一定的明像元電阻非均勻性,非均勻性問題對系統的成像質量影響嚴重,為了降低探測器電阻非均勻性對輸出動態范圍的影響,skimming模塊內集成了像元級非均勻性校正功能[7]。非均勻性校正功能是通過在VSK2串聯校正電阻來實現。

2 電路結構設計

加入新型調整電路的讀出電路如圖3所示,該電路結構由非均勻性校正模塊、MEMS像元模塊、電容反饋互導放大器組成。非均勻性校正模塊通過彌補探測器制造過程引入的像元電阻非均勻性來提高調整電路輸出電流精度,MEMS像元模塊通過運算放大器控制明像元電阻和盲像元電阻兩端電壓值以減少閾值電壓對id的影響。電容反饋互導放大器將輸出電流信號轉化成電壓信號進行輸出。

圖3 新型skimming模塊與CTIA模塊

2.1 MEMS像元模塊

本論文中的紅外像元指標如下:

◆像元有效吸收面積:A=17 μm×17 μm

◆640×480像素焦平面陣列

◆R=290 kΩ,TCR=-2.3 %,Cint=2.5 pF

◆電阻變化值:-831.082(-20 ℃)

-1972.319(27 ℃)

-3942.637(80 ℃)

其工作原理為明像元吸收紅外輻射后,因紅外輻射加熱使得溫度發生變化,從而引起明像元Ra的電阻值變化,輸出電流發生微弱變化[8],輸出微弱電流通過電容反饋互導放大器轉換為電壓值。

如圖3所示,所提出的MEMS模塊通過使用兩個運算放大器來減少Vth的變化,調節運算放大器形成負反饋回路,負反饋回路將偏置電壓GSK1和GFID,施加到Ra和Rb兩端。調節GSK1和GFID的值,改變明像元電路電流值ia和盲像元電路電流值ib,用于調節電路的非均勻性。同時使用由晶體管Mn1,Mn2,Mn3,Mn4組成的共源共柵電流鏡,電流鏡設計成寬長比大的晶體管,用來最小化噪聲。共源共柵電流鏡的作用是鏡像盲像元支路電流值。使明像元上的支路電流與盲像元上的支路電流產生電流差,得到的輸出電流信號id經過積分電路進行積分放大轉化為電壓信號。積分電流id:

(2)

由上式可知,輸出電流信號只受VSK1、GFID、GSK1的電壓值以及明像元和盲像元電阻值的影響,不受Vth的影響,所以新的調整電路可以減少閾值電壓對輸出信號的影響,調節電路的非均勻性。

假設在一個積分時間t內,輸入電流id是定值,運算放大器的開環增益為無窮大,則輸出電壓為:

(3)

2.2 非均勻性校正電路

理想情況下,紅外焦平面陣列的所有明像元響應曲線都是同樣的[9]。非均勻性指的是紅外探測器自身的材料、工藝上的缺陷等都會造成各個明像元具有不同的響應特性,即在同樣的紅外輻射下各探測元的響應輸出不同[10]。非均勻性校正電路的作用就是為了降低制造工藝等引入探測器電阻非均勻性對輸出動態范圍的影響[11]。

每列由D0～D2信號控制,芯片內共有3×640=1920根信號。從MEMS性能可以看出,在目標溫度范圍內,電阻的相對變化之差為3.11 K(1.07 %),信號電壓的動態范圍為0.5～4 V,考慮到其他因素的非均勻性,電阻的非均勻性小于3 %(8.7 K),其引起的最大積分電流達到200 nA,通過調節GSK2使得最大調整電流需大于200 nA。在偏壓VSK2,GSK2和數字信號D0,D1,D2的作用下,輸出調整電流。GSK2用于調節調整電流,D0輸出支路的調整電流為:

(4)

其中Vx的值為:

Vx=VSK2-i×4Rb

(5)

同理可以根據上述公式可以計算出D1、D2輸出支路的電流值。

非均勻性校正電路的電阻阻值與盲像元電阻Rb相同,電流成比例關系分別為i、2i、4i。假設盲像元電阻遠遠大于MOS管的輸出電阻,調整電流i:

(6)

調整電流2i:

(7)

調整電流4i:

(8)

輸出電流id:

id=ia-ib+in

(9)

3 仿真結果分析

該電路使用Cadence ADE軟件,采用TSMC 0.18 μm工藝進行設計、仿真。在MEMS模塊中,觀察運放的偏置電壓對明像元電路和盲像元電路的影響情況。在非均勻性校正電路中,測試對輸出電流的補償情況,最后將未加入非均勻性校正電路和加入非均勻性校正電路進行對比。

3.1 MEMS模塊

當電源電壓VSK設置為5 V,GSK1的電壓值設置為從0～5 V的變化量,Vbus電壓值設置為2.5 V,盲像元電阻值不改變的情況下,盲像元支路電流值的變化量。盲像元支路電流值隨GSK1電壓值變化的仿真結果如圖4所示。

圖4 盲像元電路隨GSK1變化的仿真圖

由圖4可知,盲像元電路的電流值(0～8.9 μA)隨GSK1的電壓值(0～5 V)的增大而減小。當電源電壓VSK設置為5 V,Vbus電壓值設置為2.5 V,GFID的電壓值設置為從0～5 V的變化量,明像元電阻值不改變的情況下,明像元支路電流值的變化量。明像元支路電流值隨GFID電壓值變化的仿真結果如圖5所示。

圖5 明像元電路隨GFID變化的仿真圖

由圖5可知,明像元電路的電流值(0～8.3 μA)隨GFID的電壓值(0～5 V)的增大而減小。由圖4、5可知,可以通過控制GSK1和GFID的電壓值,改變盲像元電路電流與明像元電路電流,用于調節電路的非均勻性,達到輸出電流變小,積分電壓變小,顯示效果變暗,一致性好的目的。

3.2 非均勻性校正模塊

在非均勻校正電路中,當偏置電壓VSK2設置為3 V,偏置電壓GFID的值設置為2.33 V,Vbus設置為2.5 V,以及數字開關D0、D1、D2全部在閉合狀態,D0、D1、D2所控制的各個支路輸出電流值以及總電流值如圖6所示。

圖6 D0、D1、D2所控制支路電流的比例關系

圖6為瞬態仿真,表示由D0、D1、D2控制的支路電流值分別為30.07 nA,60.13 nA,120 nA,以及總的輸出電流值210.61 nA,輸出總電流值大于200 nA,可以彌補工藝偏差。由圖6可知,電流值D0、D1、D2各個支路輸出電流值成比例關系為1∶2∶4,與公式推導相同。

在非均勻性校正電路中,當偏置電壓VSK2設置為3 V,偏置電壓GFID的值設置為2.33 V,Vbus設置為2.5 V,以及數字開關D0在閉合狀態,D0所控制支路輸出電流值隨電壓值GSK2的變化,如圖7所示。

圖7 D0所控制支路輸出電流值與電壓值GSK2的關系

圖7中橫坐標為偏置電壓GSK2的值,縱坐標為D0所控制支路電流值。由圖7可知輸出電流值隨著GSK2的增加而減小,GSK2平均每調節40 mV變化10 nA的電流,變化率約為0.25 nA/mV。通過圖7可知可以通過調節GSK2的值調節D0輸出支路電流的值,同理通過調節GSK2的值可以調節D1、D2輸出支路的電流值,并且D1、D2輸出支路電流值是D0輸出支路電流值的倍數。通過控制數字開關D0,D1,D2,改變總的非均勻性補償輸出電流值。以達到增加調整電路輸出電流的目的。

當偏置電壓VSK1設置為5 V,Vbus設置為2.5 V,以及數字開關D0、D1、D2在斷開狀態,即無非均勻性校正電路。int為高電平,rsd為低電平,即CTIA為積分狀態時,輸出電流和輸出電壓的情況如圖8所示。

圖8 無非均勻性校正電路的輸出結果

圖8為瞬態仿真,在int為高電平,rsd為低電平,即CTIA為積分狀態時,在沒有加入非均勻性校正電路的情況下,調整電路的輸出電流值id=10.74 nA,積分電路輸出的電壓值Vo=2.795 V。當偏置電壓VSK1設置為5 V,VSK2設置為3 V,GFID的值設置為2.33 V,Vbus設置為2.5 V,以及數字開關D0閉合狀態,即加入非均勻性校正電路,CTIA為積分狀態時,輸出電流和輸出電壓的情況如圖9所示。