具有負載電流檢測的高速固態繼電器接口電路設計

凌思睿，曹 純，鄭 鑫

(北京航天試驗技術研究所,北京 100074)

0 引言

姿軌控發動機主要用于空間飛行器的姿態調整和軌道修正，通常以毫秒級的脈沖工況進行點火，控制精度要求達到±0.1毫秒。在姿軌控發動機地面試驗中，要求試車臺既能精確、穩定地控制多路快響應電磁閥的高速開閉，又能準確地測量閥門負載電流信號，獲得電磁閥的性能參數[1-3]。為滿足姿軌控發動機研制需求，試車臺測控系統從傳統的可編程控制器(programmable logic controller，PLC)逐步轉向基于現場可編程門陣列(field programmable gate array，FPGA)和實時操作系統的PXI(PCI extensions for instrumentation)控制器[4-5]，固態繼電器的開關速度也越來越高。然而，系統的其余環節仍存在不少亟待改進的問題，主要包括：①FPGA控制器的輸出電流太小，不能可靠地驅動固態繼電器，存在漏動作風險；②用于緊急備份控制的PLC控制器電平為24 V，與PXI系統不兼容；③檢測閥電流時串聯采樣電阻并通過分立的隔離模塊放大，成本高、精度低，等[6-8]。為了解決這些問題，本文設計了一種具有輸入信號隔離放大、反電勢抑制和負載電流檢測等功能的固態繼電器接口電路，從而把控制器、固態繼電器、負載和數據采集設備聯結成一個整體。

1 整體方案

本文設計的接口電路主要分為數字控制電路、負載電路、電流檢測電路3個部分。數字控制電路部分主要實現2路輸入控制信號的隔離、經組合邏輯判斷后驅動固態繼電器的輸入端，同時返回1路數字量供復記系統記錄控制信號的狀態。負載電路部分提供了共正極、共負極負載模式切換和感性負載反電勢抑制功能，并在電流通路上串聯小阻值采樣電阻供電流檢測使用。電流檢測電路部分的核心是電流檢測放大器，可將采樣電阻上的電壓放大，再經隔離放大器隔離后，從儀表放大器輸出給數據采集系統，記錄并計算出負載電流數據。其中數字控制電路、電流檢測電路均由外部5 V電源和DC-DC模塊提供獨立的隔離供電。

圖1 固態繼電器接口電路結構圖

2 數字控制電路設計

2.1 固態繼電器

固態繼電器是在半導體技術上發展起來的一種電子開關，與電磁繼電器相比具有開關速度快、壽命長、無抖動和干擾等優點[9]。根據姿軌控發動機試驗對時序的要求，本文選擇了美國快達(Crydom)公司的M-ODC5F高速直流固態繼電器，其關鍵參數為：最大開/關時間25/50 μs；輸入電壓范圍2.75～8 V，電流范圍7～18 mA；輸出端電壓范圍3～60 V，電流范圍0.01～3 A。

2.2 數字供電

數字控制電路使用金升陽B0505S-2WR2隔離式DC-DC模塊供電，其功率密度高，輸出最大電流400 mA，紋波電壓75m Vp-p，效率高達84%。需要注意的是，其輸出最小負載不能小于額定負載的10%。

2.3 控制信號隔離、邏輯判斷和放大

PXI控制器中高速FPGA模塊的輸出電平為3.3 V，最大拉/灌電流4 mA，不能滿足固態繼電器輸入最小電流7 mA的要求。此外，為了增強發動機地面試驗可靠性，控制系統中的手動操作和應急操作一般利用PLC實現，其輸出電平為24 V，不能直接與PXI控制器或固態繼電器連接。為此，設計了控制信號隔離、邏輯判斷和放大電路，其原理如圖2、圖3所示。來自PXI控制器或PLC的兩路控制信號1A、1B首先分別被光耦TLP2355隔離。TLP2355是東芝公司生產的一種高速光耦，其最大傳播延時250 ns，輸入電流閾值為1.6 mA，能可靠地被FPGA模塊驅動。以信號1 A為例，根據TLP2355的輸入電流范圍和正向壓降，令R1=6.2 kΩ，R2=510 Ω，則跳線K1斷開時可接受24 V電平，K1閉合時可接受3.3 V和5 V電平。光耦輸入端并聯R3=3 kΩ，可以提高光耦的抗干擾能力，防止其在干擾或前級漏電流的作用下誤導通。隔離后的1A、1B信號進入或門SN74AHC1G32，對自動和手動控制進行邏輯判斷。或門的輸出信號1Y驅動NXP公司生產的高速開關三極管PMBT2369，加速電容C1可進一步加快三極管的關斷速度。L1、L2為2個并聯LED指示燈，冗余防止其開路導致失效。L3為固態繼電器的輸入端。R7=3.3 kΩ可以避免三極管漏電流導致的誤觸發，提高固態繼電器的抗干擾能力。當輸入信號1 A或1 B任意一個為高電平時，三極管飽和導通，固態繼電器輸出端也導通。此時三極管集電極為低電平，經過SN74AHC1G04反相為高電平后，輸出到復記系統。

圖2 控制信號隔離與邏輯判斷電路原理圖

圖3 控制信號放大電路原理圖

3 負載電路設計

3.1 負載模式切換

在姿軌控發動機和空間飛行器試驗中，經常出現將多個負載的正(負)端在產品內部預先短接，只引出1個正(負)公共端的模式，簡稱為共正(負)接法。因為試車時多個負載一般共用一臺電源，所以固態繼電器輸出端接線方式必須與負載模式一致，如圖4所示。在傳統用接線端子連線的控制系統中，每次調整都需要拆裝大量線路，非常繁瑣易錯。本文利用三刀雙擲開關巧妙地設計了操作簡便的共正、共負接法切換電路，其原理如圖5所示，其中“負載”包含采樣電阻、反電勢抑制電路和實際負載。當開關位于上端時，等效為共負接法；開關位于下端時，等效為共正接法。在電路板上，三刀雙擲開關功能可以用跳線帽實現，以保證可靠性。

圖4 負載共正、共負連接模式

圖5 負載模式切換電路原理圖

3.2 反電勢抑制

電磁閥線圈屬于典型的感性負載，從接通到斷開會在其兩端產生反電勢。幾種常用姿軌控發動機電磁閥產生的反電勢可高達上百伏[10]，除了會產生電磁干擾，還超出了固態繼電器和電流檢測放大器允許的共模電壓范圍，導致元器件損壞。最基本的反電勢抑制方法是用一只續流二極管與線圈并聯起來，快速把反電勢鉗位。但是在快響應電磁閥控制電路中，經常會使用一個電阻與二極管串聯后再并聯在線圈兩端，可以加快能量泄放和電磁閥關閉速度，但也提高了反電勢。本文利用瞬態抑制二極管(transient voltage suppressor，TVS)響應速度快的特性設計了反電勢抑制電路，如圖6所示。F1是額定電流3A的快斷保險絲，L4是負載LED指示燈，其限流電阻R10可根據負載電源電壓選取。D1是續流二極管1N4007，R11為泄放電阻，在電路板上可用螺釘式壓線端子實現，根據發動機設計單位的要求安裝相應阻值的電阻或者短接。TVS2選用晶焱科技的AZ6225-01F低電壓TVS二極管，其可在10A瞬態電流時將兩端電壓鉗位在5 V，有效保護了固態繼電器和電流檢測放大器，且泄放電阻的加速作用仍然有效[11]。TVS1的作用是負載接通時令本支路反向截止，本文選用型號為SMAJ54A的TVS二極管以提供額外的過壓保護，也可以用普通二極管代替。

3.3 采樣電阻

在傳統的發動機試車臺中，經常在負載回路中串入0.5 Ω，精度1%的采樣電阻，把電流轉化為電壓并隔離放大后輸出。姿軌控發動機電磁閥常用0.5～1.5 A的電流，需要選用高功率的水泥電阻或鋁殼電阻，其溫度系數較大，最終負載電流的測量精度只有約2%。因此，本文選用了厚聲公司生產的MS12系列金屬箔電流采樣電阻，阻值為10 mΩ，精度1%，額定功率3 W，溫度系數僅為±30 ppm/℃。圖6中R12為采樣電阻，注意應將其安裝在反電勢泄放回路內部。

圖6 反電勢抑制電路原理圖

4 電流檢測電路設計

電流檢測電路屬于模擬電路，用于測量流經電磁閥等負載的電流，其原理框圖如圖7所示。在固態繼電器3 A的最大工作電流下，采樣電阻兩端電壓為30 mV，經電流檢測放大器、隔離放大器和儀表放大器將其放大100倍，輸出電壓的靈敏度為1 V/A。

圖7 電流檢測電路部分原理框圖

4.1 模擬供電

電流檢測電路需要低噪聲電源來為精密放大器供電。在隔離式DC-DC模塊供電的基礎上，用高電源抑制比(power supply rejection ratio，PSRR)的低壓差線性穩壓器(low-drop out，LDO)進行后期穩壓。根據電流檢測電路各放大器的輸入輸出范圍，選擇了德州儀器(TI)公司生產的TPS71745型LDO芯片，輸出為4.5 V/150 mA，在100 kHz處的PSRR高達67 dB，可以有效減小開關電源產生的電壓噪聲。

4.2 電流檢測放大器

本設計選用TI公司的INA240A2精密電流檢測放大器，固定增益50 V/V，可將30 mV電壓放大至1.5 V。該系列器件共模電壓范圍寬至-4～80 V，具有增強型PWM抑制功能，可有效減小負載通斷電時共模電壓變化而產生的輸出瞬變及恢復紋波。其采用零溫漂架構，輸入失調電壓為±5 μV，漂移為±50 nV/℃，輸入偏置電流為90 μA，帶寬400 kHz，輸出電壓可低至1 mV，非常適合用于精確測量姿軌控發動機電磁閥的電流。

4.3 隔離放大器

姿軌控發動機電磁閥的電源電壓通常在30 V附近，大大超出常見數據采集系統允許的共模電壓范圍。為了確保后端設備安全，選用TI公司的AMC1311B隔離式精密放大器，其輸出與輸入電路由抗電磁干擾性能極強的隔離柵隔開，可提供高達7 kV的增強型電隔離。其輸入電壓范圍為-0.1～2 V，失調電壓為±0.4 mV，漂移為±3 μV/℃，帶寬275 kHz，具有增益為1，共模電壓約1.44 V的差分輸出，可以有效地把負載側和采集側隔離，同時保持較高的精度。

4.4 儀表放大器

由于AMC1311B為差分輸出，本文選用了TI公司的INA826儀表放大器把差分信號轉成單端信號，以適應不同的數據采集系統。INA826的輸入失調電壓為±40 μV，漂移為±0.4 μV/℃，帶寬在500 kHz以上，是一種低成本，高性能的差分轉單端解決方案。通過精密可調電阻和固定電阻的組合把增益設置為2 V/V，最終輸出電壓為3 V。

5 布局布線

固態繼電器接口電路為數模混合電路，電磁閥又是典型的感性負載，必須仔細地處理元件布局和布線，才能把相互之間的干擾減到最低。首先，應將數字、模擬、負載3部分元件分區域布置，并提供獨立的隔離電源和地。其次，數字地采用大面積覆銅以降低地線阻抗，模擬電路應檢查每個芯片的對地回流路徑，盡可能使電源、信號和地線環路包含的面積小。還可以在大電流的負載電路和其他電路之間開槽分割，給敏感的電流檢測電路安裝屏蔽罩等。此外，在具體芯片的布線上還要注意：①TPS71745芯片需要特別注意把輸入、輸出和降噪電阻3個地線分開，在GND引腳處單點接地，否則電路不穩定；②采樣電阻到INA240輸入端的引線應使用開爾文連接方式，并使引線長度相同；③敏感的信號線應盡可能短，并在1 206尺寸的去耦電容和背面地層之間穿過[12]。④INA826的增益設置電阻對寄生電容敏感，其背面不應鋪設地層。

6 負載電流測量誤差分析

負載電流的測量精度與元件噪聲、電磁干擾、電纜阻抗等眾多因素相關，難以完全分析。其中一些誤差容易通過校準、調零等手段校正。下面將只討論不可校正誤差，并統一折合到各級的輸入端電壓估算其影響程度。設環境溫度為25±15 ℃。

6.1 電流檢測放大器誤差分析

電流檢測放大器周邊電路中，采樣電阻誤差和增益誤差可被校正，主要引入以下不可校正誤差源：采樣電阻溫漂、運放輸入失調電壓及其溫漂、輸入偏置電流、增益溫漂、共模信號、輸入電壓噪聲，詳見表1～3。

表1 電流檢測放大器電路不可校正誤差估算

表2 隔離放大器電路不可校正誤差估算

表3 儀表放大器電路不可校正誤差估算

6.2 總誤差估算

根據誤差理論，認為上述各項誤差之間相互獨立。求各分項誤差的均方根，則可估算在25±15 ℃的溫度范圍內，測量負載電流的總不可校正誤差約為0.207 4%。其中儀表放大器的增益溫漂、增益設置電阻溫漂為主要誤差源，因此在使用過程中應盡可能保持環境溫度穩定。

7 測試與校準

7.1 控制信號測試

用函數發生器產生方波作為控制信號，示波器觀察固態繼電器輸入端和復記信號的波形，如圖8～9所示。結果顯示固態繼電器輸入端信號傳輸延遲tPLH=115.6 ns，tPHL=150 ns(固態繼電器輸入端以動作閾值1.25 V為標準)，復記信號傳輸延遲tPLH=111.6 ns，tPHL=141.0 ns，優于固態繼電器的最大開/關時間，滿足使用要求。

圖8 固態繼電器輸入端開曲線

圖9 固態繼電器輸入端關曲線

7.2 電流檢測校準

為評估電流檢測電路性能，把本電路送計量單位校準并用最小二乘法擬合工作直線，部分數據如表4所示。性能指標為非線性：0.023%，重復性：0.030%，遲滯：0.028%，相對誤差在校準前不大于±0.09%。校準后不大于±0.025%。利用波形發生器和示波器測試可得電路滿量程輸出時-3 dB帶寬為110 kHz，滿足使用要求。

表4 穩態校準結果(部分)

7.3 電磁閥負載測試

以PXIe-7821數字可重配置I/O模塊和本接口電路驅動某型號發動機電磁閥，利用試車臺上的Pacific 6000數據采集系統記錄電流信號。測得的電流信號噪聲為2.53 mAP-P，與傳統驅動測量方法相比下降了84%，而且有效消除了50 Hz市電帶來的干擾，應用效果良好。

8 結束語

本文設計的高速固態繼電器接口電路具有多路控制信號隔離放大、復記信號輸出、負載模式切換、反電勢抑制和隔離輸出的負載電流檢測功能，數字控制信號傳輸延時不超過150 ns，在25±15 ℃的溫度范圍內的電流檢測精度達到0.207 4%，已應用于多個姿軌控發動機試驗臺建設中。進行一定適應性修改后，本電路也可廣泛適用于各種控制器與固態繼電器的接口以及電流檢測應用中。