基于載波移相的MMC 電容電壓均壓控制

慕 昆， 李運娣， 何國鋒

（1. 河南工程學院 計算機學院， 河南 鄭州 451191； 2.河南城建學院 電氣與控制工程學院， 河南省智能輸配電與功率變換工程研究中心， 河南 平頂山 467036）

0 引言

模塊化多電平換流器具有運行損耗低、 輸出波形品質好、易于安裝維護、可冗余容錯、穩定性高等優點， 這些優點使其在海上風力發電系統得到了廣泛應用。MMC 子模塊電容電壓的穩定對整個電路的穩定具有重要作用， 所以對MMC 子模塊電容電壓的均壓控制成為了系統運行的關鍵。目前，均壓控制大多采用以下兩種方法：一種是利用比例積分環節控制子模塊的均壓算法， 該方法簡單，且均壓效果好，但子模塊數較多時，會導致控制電路過于復雜[1]；另一種是將MMC 的其中一相子模塊電壓進行排序控制的均壓算法， 但子模塊較多時， 電壓的排序運算易造成開關器件不必要的動作[2]。

針對這種情況， 本文采用一種基于載波移相的閉環控制策略實現MMC 電容電壓的平衡[3]。 為了驗證本文所提控制策略的真實性和有效性，在Matlab 中搭建對應的仿真模型，仿真結果表明，本文所提的控制策略能夠有效， 快速地控制MMC系統中子模塊電容電壓的均衡。

1 模塊化多電平換流器原理分析

MMC 的等效電路原理如圖1 所示。 圖中：Udc為直流母線電壓；Ls為電感；Lo為負載上的電感；R 為負載上的電阻。

圖1 MMC 的等效電路原理圖Fig.1 Equivalent circuit schematic diagram of MMC

上、下橋臂之間串聯兩個電抗器，阻感負載為星形聯結，負載中性點與兩電源中點相連，以保持負載中性點與電源中點電位一致且為零電位[4]，[5]。

單相逆變狀態等效電路如圖2 所示。

圖2 單相逆變狀態等效電路Fig.2 Equivalent circuit of single-phase inverter

圖中：uap，uan分別為上橋臂和下橋臂的電壓；Udc為直流側電壓；usp與usn分別為上橋臂和下橋臂上電感的電壓；ua為A 相輸出電壓；ia為A 相的輸出電流；iap為上橋臂電流；ian為下橋臂電流；icir.a為橋臂環流。

根據基爾霍夫定律，由圖2 可得：

由式（2），（3）可得橋臂電流為

通過分析可知， 上橋臂和下橋臂的電流之和為共模電流， 所以上橋臂和下橋臂電流之和的1/2等于該相的環流，即為流入下橋臂的一部分電流，幅值相位都相同，且只在相間流動，并不通過交流側[6]，[7]。

聯立式（1）～（3）可得：

通過上文分析可知，子模塊電壓為

由以上分析可知， 子模塊電壓用來維持直流側電壓的均衡。 所以子模塊電壓的均衡是MMC穩定運行的關鍵[8]，[9]。

2 MMC 的載波移相控制

2.1 載波移相調制法的原理

MMC 的單相全橋中SM 數共有2N 個， 每個子模塊需要一個載波，把載波進行依次移相θ，得到2N 個載波，按照順序編號[10]。載波分配給MMC其中的一相， 把第一個載波分配給上橋臂第一個模塊，把第二個載波分配給下橋臂第一個模塊；把第三個載波分配給上橋臂第二個模塊， 把第四個載波分配給下橋臂第二個模塊， 照此方式依次向下分配載波，上橋臂分配載波為奇數，下橋臂分配載波為偶數。選擇正弦信號為調制波形，下橋臂與上橋臂的調制波相位相差180°。三相的調制波相位分別為0°，滯后120°，超前120°[11]，[12]，如圖3所示。

圖3 上半橋臂載波與調制波原理圖Fig.3 Schematic diagram of carrier wave and modulation wave for upper arm

圖4 為MMC 上橋臂單個子模塊開環控制的原理框圖， 圖中利用移相后的載波與調制波對比來控制開關器件的導通與關斷。 下橋臂子模塊控制調制波需要滯后180°。

圖4 上橋臂單個子模塊載波移相控制Fig.4 Carrier phase-shift control of upper bridge arm for single sub-module

2.2 基于載波移相PI 閉環控制

載波移相的閉環控制分為子模塊均壓控制和橋臂均壓控制兩部分。 將控制電路的輸出疊加在調制波上， 使調制波上下平移， 這相當于改變了IGBT 開通與關斷時間， 從而改變電容電壓大小，實現電容電壓均壓的控制。

圖5 為子模塊均壓控制的框圖。 子模塊均壓控制是將SM 內的電容電壓Uc與其理想值Uc0做對比，若電容理想電壓值大于實際電壓值，則當橋臂電流＞0 時，電路為電容充電，輸出值為+1；當橋臂電流＜0 時，電路使電容放電，輸出值為-1。反之同理[13]。

圖5 子模塊均壓控制原理圖Fig.5 Schematic diagram of voltage balancing control for sub-module

圖6 為橋臂均壓控制框圖， 若橋臂電壓的平均值小于電容電壓理想值， 則環流值與參考值均為正， 電路對電容充電； 若環流值大于環流參考值，輸出為正，增加電容充電時間；當環流值小于環流參考值時，輸出為負，減小電容充電時間。 反之 同理[14]，[15]。

圖6 橋臂均壓控制原理圖Fig.6 Schematic diagram of equalization control for bridge arm

這兩種控制方法都是將補償量與調制波疊加后， 得出最終調制波形， 但是各自的比較原理不同，一個是對子模塊的控制，另一個是對一相整體控制，兩者相輔相成。

2.3 閉環控制參數

模塊化多電平換流器的參數： 直流側電壓為600 V，子模塊電容為6 mF，橋臂電感為5 mH，子模塊電容電壓預充值為150 V。PI 參數：橋臂均壓比例調節系數為1，積分調節系數為100；子模塊均壓比例調節系數為1，積分調節系數為20。

3 MMC 電容均壓控制仿真

圖7 為橋臂子模塊為3 的四電平MMC 基于Matlab 的仿真模型。

圖7 基于Matlab 的MMC 仿真模型Fig.7 MMC simulation model based on Matlab

PWM 模塊為閉環控制電路部分，MMC 模塊為主電路部分[16]，其仿真電壓、電流波形如圖8，9所示。

圖8 開閉環控制輸出相電壓Fig.8 Open closed loop controls the output phase voltage

圖9 開閉環控制輸出相電流Fig.9 Open closed loop controls the output phase current

由圖8 可以看出，開環控制、閉環控制都顯示出了四電平電壓波形，與MMC 的運行原理一致，但是開環控制波形明顯發生了畸變， 且電壓波形并不穩定。開環在0.1 s 時波形畸變率與閉環控制接近，但是隨著時間的推移，其波形畸變率將遠遠超過閉環控制。由圖9 可以看出，輸出電流波形與輸出電壓波形情況一致， 同樣顯示出閉環控制優于開環控制。 在實際中， 電路不可能保持絕對對稱，而且預充電不一定為理想值200 V，實際運行中存在不確定因素， 所以使電容預充電值處于非理想狀態進行仿真。

電壓波形取從0～10 個周波，電流波形從0.1 s 開始，4 個周波結束，表1 為A 相電壓與電流的波形畸變率。

表1 交流側波形畸變率Table 1 Waveform distortion rate at AC side

由表1 可知，閉環控制參數選為最優參數，閉環控制的波形畸變率將減小， 但是開環控制波形畸變率將先變小隨后逐漸變大， 超出表1 中的數據。

橋臂電壓與輸出電流波形變化如圖10 所示。

圖10 開閉環控制橋臂電流Fig.10 Open closed loop control bridge arm current

由圖10 可知，開環控制相較于閉環控制波形畸變率更大， 均壓控制下的MMC 在運行時橋臂電壓更為穩定。圖10 中閉環橋臂電流剛好為輸出相電流的1/2，滿足橋臂電流的計算公式。 開環控制橋臂電流大于閉環電流， 結合橋臂電流計算公式可知，均壓控制對環流抑制也有一定的效果。

為驗證均壓控制策略的有效性， 對電容電壓進行檢測，仿真結果如圖11 所示。

圖11 開閉環控制電容電壓Fig.11 Open closed loop controls capacitor voltage

由圖11 可知，開環控制電容電壓上、下幅值差超出80 V，閉環控制電壓上、下幅值差為16 V。電壓波動小，驗證了均壓控制策略的有效性。

4 結論

本文采用載波移相的閉環控制策略實現了電容電壓均衡。 將輸出的電壓、電流反饋比較后，信號經過PI 控制器產生的補償量疊加在調制波上，形成了子模塊的均壓控制和整個橋臂的均壓控制，確保了MMC 每個子模塊電容電壓穩定和直流側電壓的穩定，實現了整個MMC 系統的穩定，同時對MMC 的環流也產生了抑制作用。