基于小耦合電感軟開關同步變換器仿真及性能分析

王少斌　蘇淑靖

摘? 要： 針對常規同步整流升壓變換器在高開關頻率下主開關管的寄生電容存儲電荷無法釋放和整流開關管體二極管反向恢復行為造成的變換器開關管的硬開關、高電磁干擾（EMI）等問題，提出一種基于小耦合電感軟開關同步Boost變換器設計方法，詳細分析了軟開關實現的條件以及變換器的工作過程，通過電路參數的優化設計和仿真驗證實驗，實現了寬負載范圍內所有開關管和二極管的軟開關，使變換器效率得到有效提高，電磁干擾也得到有效抑制，進而驗證了理論分析的正確性。

關鍵詞： 軟開關; 同步變換器; 耦合電感; 電路參數設計; 仿真實驗; 性能分析

中圖分類號： TN624?34; TM46? ? ? ? ? ? ? ? ? ?文獻標識碼： A? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?文章編號： 1004?373X（2020）20?0057?04

Simulation and performance analysis of soft?switching synchronous

converter based on small coupling inductance

WANG Shaobin， SU Shujing

（National Key Laboratory of the Electronic Measurement Technology， North University of China， Taiyuan 030051， China）

Abstract： In allusion to the hard switching and high electromagnetic interference （EMI） of switching tube of converter， which are caused by unable release of the parasitic capacitor storage charge of the main switch tube and the diode reverse recovery behavior of the rectifier switch body in the conventional synchronous rectifier boost converter at high switching frequency， a design method of soft?switching synchronous Boost converter based on small coupling inductance is proposed. The realization condition of soft switching and the working process of the converter are analyzed in detail. By means of the optimization design of the circuit parameter and the verification of the simulation experiment， the soft?switching of all switches and diodes is realized within wide load range， which has improved the converter′s efficiency effectively， suppressed EMI effectively， and verified the correctness of the theoretical analysis.

Keywords： soft switch; synchronous converter; coupling inductance; circuit parameter optimization; simulation experiment; performance analysis

0? 引? 言

作為最常見的DC?DC變換器之一，Boost變換器廣泛應用于移動電源、太陽能控制電路、功率因數校正（PFC）、光伏（PV）發電系統等領域中。隨著能源日益緊張，綠色環保、節能減排成為如今乃至未來的很長一段時間內全球所提倡的重要主題，高性能、高效率、高頻率已成為其研究和設計的熱點[1?3]。同步整流Boost變換器使用通態電阻很低的功率開關管來取代傳統Boost變換器中的整流二極管，傳導損耗大大降低，變換器的效率得到提高。然而隨著開關頻率的提高，其體二極管的反向恢復問題以及寄生電容存儲電荷無法釋放問題會導致嚴重的開關損耗和低效率。因此，軟開關技術被提出用來減少開關損耗并提高效率[5]。

軟開關技術的實質是采用輔助電路對變換器中特定的開關節點進行預充電或放電，當開關管在開通或關斷時，其電壓或電流已經變為零或接近于零，從而實現開關管的軟開關。結合同步整流Boost變換器，文獻[2?7]采用了諧振、準諧振和有源鉗位等的軟開關技術，通過引入開關管、電感、電容等器件，利用輔助電感、電容與主開關管的寄生電容或外加電容諧振來實現主開關管零電壓、零電流導通，雖然可以減少電路開關損耗，但它會引起高電壓應力的問題。同時，由于增加了輔助器件，控制方法比基本Boost變換器更復雜，降低了電路的可靠性。在文獻[8?10]所提的同步Boost變換器中增加了耦合電感，以實現主開關管的零電壓導通和關斷，輔助開關管零電流導通、關斷，但是在輕載條件下效率依舊不是很高，并且還存在其他缺點，比如在文獻[8]所提出的ZVT?ZCT PWM DC?DC變換器中主開關由于諧振存在額外較高的電流應力，文獻[9]中主開關和輔助開關均存在額外較高的電流、電壓應力，文獻[10]中沒有額外的電流、電壓應力，但是耦合電感設計比較復雜，成本較高。

本文提出一種基于小耦合電感的軟開關同步Boost變換器，該變換器利用耦合電感器和諧振電容器來實現主開關管的零電壓導通并抑制體二極管的反向恢復。相比于其他采用耦合電感的方案，原邊和副邊電感繞組非常小，因此耦合電感的設計體積小、成本低，同時相比于傳統軟開關變換器的復雜控制，本方案的控制方式較為簡單。此外，本文提出的變換器主開關不會額外增加電流、電壓應力，輔助開關以及二極管的電流電壓應力也處于可接受的水平。本文詳細介紹了該變換器的工作原理和特性，并通過實驗驗證了理論的正確性。

1? 所提變換器的工作原理

基于小耦合電感的軟開關同步Boost變換器如圖1所示，圖中S1為主開關管;S2為整流開關管;Sa為輔助開關管;C1，C2分別為S1，S2的寄生電容或外加吸收電容，L1，L2為耦合電感;Ca為諧振電容;D1，D2，D3為續流二極管。該變換器在電感L電流連續模式下正常工作，主開關管S1和整流開關管S2實現了零電壓開通和關斷，輔助開關管Sa實現了零電流開通和零電壓關斷，所有二極管也實現了軟開通和關斷。

為了簡化分析，作出以下假設：

1） 輸入電壓Vin、輸出電壓Vout為恒定值;

2） 開關管S1，S2的寄生電容值在整個變換器工作過程中為定值，且C1=C2;

3） 主電感值遠大于諧振電感值，可認為在一個開關周期內輸入電流IL恒定不變;

4） 所有半導體器件均是理想器件。

該變換器在穩態時的主要工作波形如圖2所示，開關管S1，S2交替導通，它在一個開關周期內共有9個工作模態，各工作模態的等效電路如圖3a）～圖3i）所示，圖3中的圖j）與圖a）等效，表示進入下一開關周期，之后重復循環過程。

模態1[t0～t1]，對應圖3a）：假設在t0時刻之前，開關管S1導通，二極管D2，D3電流線性減小。t0時刻[iD2]減小到0，二極管D2，D3反向截止。該模態電感L處于能量存儲階段，并且輸出電容C0中的能量轉移至負載RL中。

模態2[t1～t2]，對應圖3b）：t1時刻，S1關斷。S1的吸收電容C1和S2的吸收電容C2分別被充放電。

[UC1（t）=IL（t-t1）2C1UC2t=Uo-IL（t-t1）2C1]? ? ? ? ? （1）

由式（1）可得S2兩端的電壓[US2]線性下降。該模態中由于吸收電容C1的存在，當S1斷開時，S1兩端電壓仍然為0 V，因此S1關斷屬于零電壓關斷。

模態3[t2～t3]，對應圖3c）：t2時刻，S2兩端的電壓[US2]減小到0，其體二極管自然導通續流，將S2兩端電壓鉗位在0 V，這時候導通S2，屬于零電壓開通。

模態4[t3～t4]，對應圖3d）：t3時刻，S2零電壓開通，能量從輸入Vin、電感L通過S2傳遞到負載RL，電感L處于放能階段。

模態5[t4～t5]，對應圖3e）：t4時刻，輔助開關管Sa開通，二極管D1正向導通，其兩端電壓為0 V，流過初級電感L1的電流[iL1]開始增加。該模態中，由于Sa開通前電流為0 A，因此Sa，D1屬于零電流開通，由于 D1在導通前兩段電壓為0 V，所以D1也屬于零電壓導通。

[iL1t=iD1t=iSat=UoL1（t-t4）iS2t=IL-iL1t]? ?（2）

模態6[t5～t6]，對應圖3f）：t5時刻，流過初級電感L1的電流[iL1]增加至輸入電流iL，關斷S2，C2，C1，Ca和L1發生諧振，C2充電，C1，Ca放電。

[iL1t=2C1dUC1（t）dt+CadUCa（t）dt+ILUC1t=UCat=L1dIL1（t）dt]? （3）

模態7[t6～t7]，對應圖3g）：t6時刻，C1，Ca兩端電壓減小到0 V，二極管D1零電壓關斷，S1的體二極管自然導通續流，將S1兩端電壓鉗位在0 V，這時候導通S1，屬于零電壓開通。

模態8[t7～t8]，對應圖3h）：t7時刻，開通S1，關斷Sa，初級電感L1中的能量轉移至次級電感L2，二極管D2正向導通，次級電感L2中的能量再轉移至Ca中，輸出電容C0中的能量轉移至負載RL中。由于L2與Ca諧振，輔助開關Sa屬于零電壓關斷，二極管D2在導通前電流為0，屬于零電流導通。

[UCat=L2dIL2（t）dtiL1t=CadUCa（t）dt]? ? ? ? ? ? ?（4）

模態9[t8～t9]，對應圖3i）：t8時刻，Ca兩端電壓上升至Vout，二極管D3零電壓導通，次級電感L2中的多余能量以及輸出電容Co中的能量共同轉移至負載RL中，在t9時流過次級電感中的電流降為0，D2，D3屬于零電流關斷，此時一個開關周期結束，進入下一個開關周期。

[iL2t=iD2t=iD3t=UoL2（t-t8）]? ? （5）

2? 軟開關分析及參數設計

2.1? 軟開關分析

根據以上分析，模態3與模態6為緩沖電容C1，C2的充放電階段，這兩階段對于實現主開關管和整流開關管的軟開關極為關鍵，實現軟開關的難易程度也不相同。對于整流開關管S2，其軟開關限制條件為電感L和吸收電容C1，C2諧振，讓C2上電壓諧振到0 V，可表示為：

[12C2U2o+12C1U2o≤12LI2L]? ? ? ? （6）

由于電感L的值非常大，所以很容易滿足式（6），并且可近似認為電感L的電流在死區時間內保持不變，即恒流源對C1充電。對于主開關管S1，其軟開關實現相對整流開關管S2而言復雜很多，輔助開關管Sa在S2關斷前先導通一小段時間，流過原邊電感L1的電流逐漸增加，流過S2的電流逐漸減小，當流過S2的電流逐漸減小到0 A時關斷S2，S2屬于零電流電壓關斷。此時S1上存儲電荷通過原邊電感L1進行釋放，考慮到吸收電容設計的不宜過大，因此又在L1兩端并聯了一個諧振電容Ca，適當降低S1中存儲電荷的釋放速度，此時滿足的條件為：

[12C2U2o+12C1U2o+12CaU2o≥12L1i2L1]? ?（7）

2.2? 吸收電容C1，C2和電容Ca參數設計

吸收電容的存在是為了降低開關管在關斷時漏源電壓上升的速度，吸收電容的值選取的越大，零電壓關斷的效果越好。然而，吸收電容選取的越大就意味著反向電流要設計的足夠大，以保證開關管在零電壓開通時釋放更多的能量，因此吸收電容的選取要適中。電容C1，C2的選取必須首先要滿足模態2和模態6中零電壓關斷的條件，還要滿足模態3和模態7中零電壓開通的條件。根據MOSFET管的關斷特性，模態2持續時間應該大于200 ns，根據式（1）可得[C1=C2≥100×10-9ILUo]，實際上選值應比計算得到的值小一點。由于吸收電容的值不宜過大，因此并聯了一個諧振電容Ca，也為耦合電感的磁平衡創造了條件。

2.3? 耦合電感設計

根據以上分析，本文所設計的耦合電感值較小，其本身參與電路中的諧振過程。該電路中的諧振過程分為兩部分，第一部分為初級電感L1與電容C1，C2，Ca的諧振，初級電感L1存儲來自電容C1，Ca釋放的能量。由于耦合，初級電感L1存儲的能量轉移至次級電感L2中，第二部分是次級電感L2與電容Ca的諧振，次級電感L2中的能量轉移至電容Ca，以維持Ca的充放電平衡，多余能量則轉移至負載。因此，耦合電感的設計不僅要滿足式（7），也要滿足式（8）。

[12CaU2o≤12L2i2L2≤12CaU2o+12CoU2o]? ? （8）

可以發現，電路設計時只需要耦合電感匝數比為1∶1，且初級、次級電感值相等，設計簡單。

3? 實驗分析

為驗證以上分析的正確性，采用Pspice 16.0仿真軟件搭建了該變換器仿真實驗模型，最大輸出功率500 W，輸入電壓Uin=40 V，輸出電壓Uo=80 V，開關頻率Fs=100 kHz，主電感L=500 μH，原邊電感L1=6 μH，副邊電感L2=6 μH，諧振電容Cr=4 μF，吸收電容C1=C2=3 nF。仿真結果如圖4和圖5所示，為了便于觀察圖中的電流電壓波形，開關管和二極管的電流電壓適當地放大一定倍數。此外，本文所提的變換器也可以應用于輸入電壓變化的場合，只需要適當地改變一下參數設計以及輔助開關管Sa導通的時間就能夠在不同輸入電壓下實現所有開關管和二極管軟開關。主開關管S1和整流開關管S2的驅動電壓波形和漏源電壓波形如圖4所示，可以看到，主開關管S1和整流開關管S2都實現了零電壓導通和關斷，而且沒有多余的電壓應力。輔助開關管Sa的驅動電壓和漏源電壓波形仿真結果如圖5所示，可以看到，輔助開關管Sa實現了零電流開通和零電壓關斷，很短的時間內Sa兩端的電壓為輸出電壓的2倍，處于可接受的水平范圍內，輔助管只需選擇耐壓值高的開關管即可。

從以上仿真研究發現，所提變換器的軟開關狀態是在輸出功率500 W下測試的，考慮到它在輕載下的性能變現，通過改變負載值使功率維持在100 W左右，仿真結果如圖6所示，可以看出，所提變換器在輕載下也實現了所有開關管的軟開關。

4? 結? 語

本文提出一種基于小耦合電感的軟開關同步Boost變換器，詳細分析了其工作過程的各個模態和特性，并通過仿真實驗驗證了理論分析的正確性。該變換器在輕負載范圍內實現了主開關管以及整流開關管的零電壓導通和關斷，同時輔助開關管可以低損耗軟開通和關斷，進一步提高了變換器的效率。該電路易于控制，設計簡單，額外的電壓、電流應力不會發生在主開關和二極管上，輔助開關上的電壓、電流應力也處于可接受的水平，因此對其他變換器的軟開關設計具有一定的參考價值。

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