基于半模基片集成波導的寬角掃描漏波天線

白育堃，孫世恩

(天津理工大學 電氣電子工程學院，天津 300384)

0 引 言

漏波天線作為一種典型的行波天線，具有高輻射增益、低旁瓣和隨頻率進行的波束掃描能力等特性，已廣泛用于各種無線通信系統中[1-3]。最早的漏波天線是由開縫矩形波導制成[1-2]，但傳統的矩形波導漏波天線存在結構復雜和制造成本高的問題。基片集成波導(Substrate Integrated Waveguide, SIW)是近些年提出的一種新型平面波導結構，具有損耗低、成本低、體積小以及易于制造和集成等優點[4]。SIW結構是實現低成本、低剖面漏波天線的優秀解決方案[5]。具有橫向縫隙的準均勻SIW漏波天線可以實現前向的波束掃描[6]，而使用負一階空間諧波模式工作的周期型漏波天線可以從后向掃描至前向[1，7]。近年來也有可以實現三頻段掃描混合模式的周期漏波天線研究[8]。由于開放阻帶(Open-Stop Band, OSB)[1]效應，傳統周期型漏波天線無法實現后向至前向的連續波束掃描。對于OSB的抑制研究中，有學者提出了以復合左右手傳輸線理論(Composite Right/Left Hand, CRLH)[9-10]為基礎的漏波天線來抑制OSB效應，從而實現了連續的波束掃描特性。但使用CRLH的漏波天線結構復雜，設計優化過程耗時較長。2016年，Lyu等人提出了一種使用阻抗匹配技術的SIW漏波天線，可以有效地抑制OSB效應，實現連續波束掃描[11]，其結構簡單且成本低廉，但是其天線的整體尺寸較大。針對器件小型化的研究，Hong W教授等人提出了具有傳統SIW橫向尺寸一半的半模基片集成波導(Half-Mode Substrate Integrated Waveguide, HMSIW)，其傳播特性與SIW相同[4]。到目前為止，已經進行了許多基于HMSIW的漏波天線的研究[12-13]。文獻[12-13]中使用阻抗匹配法設計的HMSIW漏波天線雖然可以進行連續的波束掃描，但是掃描靈敏度欠缺，掃描范圍也有一定限制。此外，盡管HMSIW的開放邊界等效于虛擬磁壁，但HMSIW漏波天線的縫隙直接與開放邊界相連，其能量泄漏問題不能被忽視[10]，同時，HMSIW的開放邊界會降低輻射增益。

本文提出并驗證了一種周期HMSIW漏波天線。所提出的天線具有連續波束掃描能力以及良好的側向輻射性能。HMSIW的開放邊界旁邊設置的金屬化通孔陣列可等效視為一個折疊的接地面，用于減少從開放邊界泄漏的能量。該設計可以進一步使所提出的HMSIW漏波天線的橫向尺寸最小化。最后，對所提出的天線進行加工與實驗驗證，與仿真結果對比得到了較好的一致性。

1 漏波天線設計

1.1 HMSIW漏波天線結構

圖1展示了3種HWSIW漏波天線結構。本文提出的具有折疊接地面的HMSIW漏波天線的結構如圖1(c)所示。該天線使用Rogers RT4350基板制成(介電常數為3.66，損耗角正切為0.004，厚度h=0.762 mm)，基板的上下表面均覆蓋有銅層，并在上表面蝕刻縫隙。天線由10個級聯的輻射單元構成，其單元細節如圖2所示,圖中各項參數如表1所示。此外，天線的兩端使用梯形過渡微帶線以實現良好的輸入阻抗匹配，其寬度從1.8 mm逐漸變化至3.6 mm。圖3所示為天線原型照片，天線兩端均焊接有同軸連接器，測試時左側端口連接饋電電纜，右側端口上連接有50 Ω負載。

表1 天線輻射單元參數

圖1 3種HMSIW漏波天線的結構

圖2 輻射單元細節圖

圖3 加工的HMSIW漏波天線原型

1.2 漏波天線輻射原理

漏波天線使用快波向外界空間輻射電磁波，當波導內部傳輸的電磁波為慢波時，需要引入周期性結構，此時天線內部會激起無數次空間諧波，其相位常數可以表示為

式中：βn為n次諧波的相位常數；β為波導內行波的相位常數；p為導波結構的周期長度；n為空間諧波次數。周期型漏波天線往往使用其中的負一階空間諧波，其主瓣波束可以隨著頻率的增加從后向象限掃描至前向象限。主波束輻射角度θ可表示為

式中：β-1為負一階空間諧波的傳播常數；k0為自由空間中的波數。當β-1=0時，波束指向角度為0 °，稱為漏波天線的零度掃描或者側射方向，天線的波束方向將垂直于天線結構。對應的β·p=2π，此時天線所有單元的反射波在側射頻率處同相疊加，導致了阻帶的產生，該現象稱為OSB效應。因此，周期型漏波天線的阻帶抑制研究對于實現連續波束掃描具有重要意義。

1.3 OSB抑制原理

OSB效應的產生是由于表面縫隙引入額外的阻抗與主傳輸線不一致引起的，消除OSB效應最直觀的方法是使輻射單元阻抗與傳輸線匹配。對于圖2中的天線輻射單元，其等效電路圖如圖4所示，兩個橫向縫隙可視為兩個串聯元件Zs,縱向縫隙等效為并聯元件Yt，Z0為HMSIW的特征阻抗。

圖4 天線輻射單元的二端口網絡等效電路模型

對于圖4中的輻射單元等效電路模型，根據微波網絡理論，其傳輸矩陣可寫為

式中：Z為兩個串聯元件Zs的阻抗；Y為并聯元件Yt的導納，使用文獻[11]中的公式，該等效電路的S11參數可以由傳輸矩陣得出：

式中：S11為回波損耗；j為虛數單位。為了實現阻抗匹配，使S11=0，即

將Y的虛部用Z表示為

由式(6)可知，Y和Z的虛部應同時為正或負。這意味著，如果縱向縫隙(Yt)是電容性或電感性的，則橫向縫隙(Zs)應是電感性或電容性的，以確保阻抗與Z0匹配。文獻[11]中通過仿真輻射單元S參數進而逆求縫隙歸一化阻抗，證實了橫向槽起到串聯電感負載的作用，其電感值與橫向縫隙長度成正比。而縱向縫隙切斷波導表面的橫向電流時，若長度短于其諧振長度，則縱向縫隙等效為一個并聯電容器。因此，通過這種電抗互補的縫隙加載形式，可以有效抑制OSB效應。

輻射單元的色散參數以藍線繪制于圖5中，該色散曲線通過計算機仿真技術微波工作室(Computer Simulation Technology Microwave Studio，CST MWS)以本征模求解器得到。空氣線(k0p)以灰色虛線在圖中標記出，在9 GHz以上的頻帶中，對于負一階空間諧波，β-1p

圖5 輻射單元的色散曲線

2 實驗測試

本文所提出的HMSIW漏波天線實測與仿真的S參數繪制如圖6所示。由圖可知，在9～13 GHz的工作頻段內，實測與仿真的回波損耗S11均保持在-10 dB以下，這說明阻抗匹配良好，OSB效應已被抑制。仿真天線的傳輸系數S21約為-5 dB，而實測天線的S21比仿真數值低5 dB。這種明顯的差異可能是由于所制造天線中的導體損耗比模擬天線損耗高，以及同軸連接器造成的額外損耗所導致的。

圖6 仿真與實測的S參數

天線的仿真和測量的歸一化輻射方向圖如圖7所示。輻射方向圖上的主瓣已實現了無縫的連續波束掃描，該掃描是從后向前隨頻率變化的。當工作頻率從9 GHz增加到13 GHz時，在-51～24 °的范圍內可以很好地實現連續波束掃描。測量結果與模擬結果誤差較小，相比實測結果，仿真結果略微前移1～2 °。

圖7 5種不同頻率下的歸一化輻射特性

圖8所示為設計天線的仿真和測量輻射增益。天線的模擬增益達到約13 dBi的峰值，并在11.2 GHz處達到12.8 dBi，表明天線的側向輻射良好。相比仿真結果，實測的天線增益有一定衰減，測量輻射增益可以穩定地在6.9～12.3 dBi之間變化。

圖8 實測與仿真增益對比

圖9所示為圖1中展示的3種HMSIW漏波天線在輻射增益方面的仿真比較。由圖可知，初始HMSIW天線開放側的邊緣泄漏很嚴重，從而導致增益較小。若將HMSIW開放邊界處的介質基板與背面金屬層擴展至全尺寸SIW，其輻射增益明顯增加。本文提出的HMSIW漏波天線的增益與全尺寸接地漏波天線的增益較為接近，相對于初始半模漏波天線的增益有所提高。在開放邊界處放置的金屬通孔陣列可以等效視為一個折疊的接地面，在維持較高增益的情況下可使其尺寸最小化。

圖9 3種HMSIW漏波天線增益的仿真對比

圖10所示為3種漏波天線在11.2 GHz下仿真的3D遠場方向圖對比，設置在HMSIW的開放邊界旁邊的金屬通孔陣列確實可以減少開放邊界泄漏，從而提升了天線的輻射性能。

圖10 天線的遠場3D方向圖

3 結束語

本文提出了一種具有折疊接地面的HMSIW漏波天線。通過色散圖和輻射圖分析，證實其具有從后向到前向的連續波束掃描功能。當工作頻率在9～13 GHz之間變化時，可實現寬角度的連續波束掃描。 該天線通過利用折疊接地面減少了開放邊界泄漏的能量，進而使橫向尺寸最小化。天線的實測增益范圍為6.9～12.3 dBi。該天線在測量結果和模擬結果之間顯示出較好的一致性，在抑制OSB效應的同時有效提升了掃描范圍與掃描靈敏度。