優化礦用矩陣變換器輸出性能的控制策略

徐永

(鄭州煤電股份有限公司 告成煤礦， 河南 鄭州 450052)

0 引言

隨著煤礦大功率設備的增多，大功率變頻器也更多應用于煤礦。礦用矩陣變換器具有優越的輸入、輸出特性已受到學者們的重視[1-2]。它可以實現任意相輸入到任意相輸出的電能變換，其基本拓撲結構如圖1所示。由圖1可知，采用了9個矩陣排列的雙向開關實現輸出相到任意輸入相的電源連接，沒有中間直流儲能環節，功率密度大。該結構在煤炭工業中應用會有很好的發展。其矩陣變換器調制策略中雙電壓合成法[3]及空間矢量法[4]是電壓控制法中應用最廣的。雙電壓調制法采用兩個最大輸入線電壓合成輸出線電壓時功率因數較大，但諧波含量較高。在輸出電壓較低時，大量窄脈沖的存在使輸出線電壓波形嚴重畸變。文獻[5]利用兩個較小的輸入線電壓合成輸出電壓，低壓輸出性能得到了改善，但其最大電壓增益僅為0.5。由于傳統雙電壓調制策略存在不足，本文提出了一種改善矩陣變換器輸出性能的控制策略。該新策略可以克服傳統雙電壓調制策略的不足，既改善了變換器的輸出性能，又能使最大電壓增益達到0.866。

1 調制策略的提出

為了便于理解分析，定義變量最大、中間、最小

圖1 矩陣變換器拓撲結構

輸入相電壓為：

(1)

對應輸入相電壓emax、emid、emin的電流記為ii(max)、ii(mid)、ii(min)。

最大、中間、最小輸入線電壓為：

(2)

式中:ebase為輸入相電壓中具有最大絕對值的相電壓。

對應輸出相電壓vmax、vmid、vmin的電流記為io(max)、io(mid)、io(min)。

最大、中間、最小輸出線電壓為：

(3)

式中:vbase為輸出相電壓中具有最大絕對值的相電壓。

矩陣變換器9個開關的調制時間及對應的調制系數應滿足如下關系：

(4)

式中:TS為采樣周期。

將輸入相電壓和輸出參考相電壓均按圖2所示分區。當ii(mid)<0時，輸入輸出相電壓以2區段為例，雙電壓策略模式下輸出線電壓波形如圖3所示。一個采樣周期過程中輸出相電壓的最大相與輸入相電壓的最大相始終是相連關系，其余6個雙向開關

圖2 電壓分區

圖3 雙電壓調制策略矩陣變換器波形合成過程

(a) 低壓輸出

(b) 高壓輸出圖4 新調制策略的開關模式及輸出電壓波形

進行脈寬調制。輸出線電壓波形中有2個零電壓和最大輸入線電壓段，含有較大諧波。在輸出電壓較低的情況下，因大量窄脈沖存在導致輸出線電壓中諧波含量大大增加，使波形嚴重畸變從而影響矩陣變換器的輸出性能。

圖3和圖4分別為周期Tc內的開關模式和輸出線電壓。圖3以輸入相電壓2曲為例，a相雙向開關管Tua始終保持導通，b、c兩相開關管一個周期內有各自導通時間，Δemax、Δemid、Δemin表示最大、中間、最小輸入線電壓;Δvmax、Δvmid、Δvmin表示最大、中間、最小輸出線電壓。由圖4可知：新的調制策略中，在高輸出電壓情況下，開關模式為最大輸入線電壓脈沖波構成最大輸出線電壓，非最大兩輸出線電壓有其余兩條輸入線電壓脈沖和零電壓合成，輸出電壓諧波含量明顯減少；在低輸出電壓情況下，輸出線電壓均由非最大的兩輸入線電壓脈沖和零電壓合成，而相同條件下新的合成策略窄脈沖數大大減少，使矩陣變換器的輸出性能得到很大改善。

2 調制策略的推導

在滿足輸入、輸出電流電壓條件下，以圖4(b)為例，推導一個周期內矩陣變換器各開關的調制時間。

三相輸入電流與輸出電流、輸出線電壓與輸入線電壓間的方程如下：

(5)

(6)

為保證輸入電流為正弦量，按式(5)有：

(7)

根據圖4(b)的開關模式圖，可得與輸出最大相電壓相相接的3個開關的調制時間為：

(8)

與輸出中間相電壓相相接的3個開關的調制時間為：

(9)

與輸出最小相電壓相相接的三個開關的調制時間為：

(10)

同理，矩陣變換器各開關的調制時間也可根據圖4(a)的開關模式求取，與上述由圖4(b)的開關模式求取的結果完全一樣。

(12)

進一步可得：

(13)

其功率因數角φ*的調整范圍為：

-π/6≤φ*≤π/6

3 仿真及實驗

按基于DSP為主控制器的樣機設計實驗平臺，來驗證提出的調制策略的可行性及正確性。仿真及實驗參數：輸入濾波電感5 mH，濾波電容6 μF，阻尼電阻15 Ω；三相對稱阻感負載電阻15 Ω，電感5 mH；采樣頻率5 kHz，輸入線電壓有效值120 V，頻率50 Hz；輸入功率因數1。圖5和圖6分別為期望輸出電壓幅值為70 V、32 V，頻率為80 Hz時的實驗波形。

圖5 輸出相電壓幅值70 V/80 Hz的實驗波形

由圖5和圖6可以看出:在參考輸出相電壓幅值大時，最大輸出線電壓相由三輸入線電壓脈沖形成，沒有使用零矢量。在參考輸出相電壓幅值低時，三輸出線電壓均由非最大的兩輸入線電壓脈沖和零電壓形成。與前述理論分析相一致，輸出電壓諧波得到很大抑制。

圖7為期望輸出電壓幅值為32 V/30 Hz，輸入功率因數角φ*=0時，傳統雙電壓及提出的調制策略負載中性點共模電壓實驗波形。由圖7可以看出:兩個調制策略不同點是零矢量作用于輸入電壓的值域不同。新的調制策略零矢量作用于輸入電壓中間值相。雙電壓調制法零矢量作用于輸入電壓最大值相，故新的調制策略抑制了中性點共模電壓。

(a) 共模電壓(新調制策略)

(b) 共模電壓(傳統雙電壓策略)圖7 共模電壓實驗波形

4 結論

實驗結果表明，提出的調制策略通過開關模式的改變，比較傳統雙電壓合成調制策略，同樣條件下輸出電壓的質量得到了提高。尤其在低電壓輸出時，輸出電壓諧波得到很大抑制，矩陣變換器的輸出性能有大的改善；調制過程所使用的零矢量為輸入相電壓的中間值相，負載中性點的共模電壓得到了抑制。因此，新的調制策略能實現高、低輸出電壓的連續控制，并且在保證功率因數的同時，減少了輸出電壓諧波，改善了礦用矩陣變換器的輸出性能。