電子戰干擾機干擾信號建模與仿真分析

劉東青，孫陳剛，姜 磊，黃 誠

(95510部隊，貴陽 550025)

0 引 言

目前，關于密集假目標和靈巧噪聲干擾的研究主要是集中在干擾信號的產生層面，少有文獻從雷達抗干擾技術出發分析干擾信號的干擾效果。文獻[2-7]基于間歇采樣轉發干擾技術，研究了密集假目標干擾信號的產生原理，仿真分析了采樣周期、采樣脈寬和延時間隔對干擾效果的影響。文獻[8]提出了兩種“有序”假目標的產生方法：通過對雷達信號間歇采樣、存儲、復制和非均勻重復轉發或者先將截獲到的雷達信號均勻分段再非均勻重復轉發可有效調整假目標信號幅度，減少無人機干擾設備因改變假目標幅度需頻繁切換干擾機發射功率引起的功率損失度。但是，兩種方法產生的假目標相隔真目標較遠，雷達在檢測時可能會將最近的檢測目標作為關聯目標，使得干擾失效。文獻[9]提出了一種實現密集假目標壓制干擾的新方法：間歇采樣累加干擾算法，合理選擇干擾參數，可以節省干擾信號功率，但占空比增大時假目標相距真目標較遠，使得壓制干擾效果不理想。文獻[10]利用DRFM對截獲的雷達信號放大、下變頻處理得到兩路中頻信號；兩路信號經脈內延遲和上變頻處理形成射頻信號，對射頻信號采用I/Q調制器實現多普勒頻移產生靈巧噪聲干擾信號。本文對這兩種干擾樣式開展進一步的仿真分析，以期為干擾機干擾樣式的選取提供參考。

1 靈巧噪聲干擾信號模型

假設LFM雷達信號為x0(t)，干擾機偵察分系統接收到x0(t)后，偵察分系統引導干擾分系統在精確的時間內先后經DRFM單元進行存儲、多路時延和累加產生累加信號x′0(t)，如圖1所示。

圖1 累加信號波形圖

將x0(t)的表達式寫為

(1)

式中，f0為載頻，γ為幅度函數，τ、B、Tr分別為雷達脈寬、帶寬和重復周期，雷達一次掃描中脈沖積累數N，則累加信號x′0(t)可寫為

(2)

其中，Δt為脈沖延遲時長，n(n=0,1,2,…,N′-1)表示延遲的脈沖個數。累加信號取決于脈沖延遲時長，用τ表示雷達脈寬，則圖1(a)為當Δt<τ且等間隔時的累加信號，圖1(b) 是當Δt=τ時的累加信號。若Δt<τ或Δt≥τ且不等間隔，產生的累加信號將更加復雜。

靈巧噪聲干擾信號的產生機理是：假設高斯白噪聲信號為n0(t)，首先將n0(t)經帶通濾波器處理產生窄帶白噪聲信號n1(t)，然后以n1(t)為調制噪聲信號對累加信號x′0(t)進行時域上的調制。聯合式(1)、(2)，可知x′0(t)為

由式(3)可將靈巧噪聲干擾信號表達式寫為

我被東洋兵搡到一排青磚房子的西頭。他們打開個房門，一腳把我踹進去，哐當一聲就把門給鎖上了。我爬起身，使勁拍著門板，大聲叫喚著：“門打開，門打開！我有話跟你們說！”

s(t)=x′0(t)?n1(t)

(4)

為驗證靈巧噪聲干擾信號的有效性，模擬雷達參數進行仿真分析。

仿真實驗1：雷達載頻f0=1.5 GHz，帶寬B=1 MHz，脈寬τ=40 μs，脈沖重復周期Tr=4 ms，LFM信號中心頻率10 MHz，采樣頻率fs=25 MHz；干擾機干擾系統發射功率20 W，取脈內疊加時延Δt等間隔τ/4；高斯白噪聲信號帶寬3 MHz，不失一般性，取均值為0、方差為1。仿真結果如圖2所示。

由圖2可以看出，在時域上，靈巧噪聲干擾信號的中心頻率始終對準被干擾雷達的頻率，即頻率上實現完全對準；同時，在頻域上，通過噪聲調制方式，使得雷達目標回波被完全淹沒在干擾脈沖中，即靈巧噪聲干擾具有壓制性干擾的效果。

2 密集假目標干擾信號模型

密集假目標干擾是某型干擾機干擾系統常用的干擾樣式之一，其主要原理是利用DRFM對截獲的雷達信號放大、下變頻處理得到兩路中頻信號。兩路信號經脈內延遲和上變頻處理形成射頻信號，對射頻信號采用I/Q調制器實現多普勒頻移產生密集假目標干擾信號。假設在某次任務中，干擾機截獲到的LFM雷達信號為

x(n)=γ(n)cos[2πfcn+φ(n)]

(5)

式中，γ(n)為幅度函數，fc、φ(n)分別表示信號的載頻和相位。

圖2 靈巧噪聲干擾信號模型

xI(n)=γ(n)cos[2πfcn+φ(n)]

(6)

xQ(n)=γ(n)sin[2πfcn+φ(n)]

(7)

式(6)、(7)為式(5)的I、Q正交分量。設多普勒頻移量為fd，并引入正交數字信號cos(2πfdn)和sin(2πfdn)，將式(6)、(7)依次與cos(2πfdn)、sin(2πfdn)相乘再相減，得

x′(n)=xI(n)cos(2πfdn)-xQ(n)sin(2πfdn)

=γ(n)cos[2πfcn+φ(n)]cos(2πfdn)-

γ(n)sin[2πfcn+φ(n)]sin(2πfdn)

=γ(n)cos[2π(fc+fd)n+φ(n)]

(8)

由式(8)可知，經過處理后，x′(n)相對于x(n)實現了fd的移頻。

聯合式(3)、(8)可知，密集假目標干擾信號可用下式來表示：

(9)

仿真實驗2：雷達和干擾機參數不變；移頻量fd=2.5 kHz。仿真結果如圖3所示。

從圖3(c)、圖3(d)可以看出，密集假目標干擾通過對截獲的雷達信號進行復制和延遲轉發，可以擾亂雷達對真實目標的檢測。與靈巧噪聲干擾相比，同等條件下在雷達重復周期內可以產生更多、更密集的假目標干擾信號，同時兼有欺騙性和壓制性干擾的雙重特征，具有多假目標壓制干擾和欺騙干擾的效果。

3 密集假目標干擾新體制雷達仿真分析

隨著戰場環境的日趨復雜，雷達回波信號除了包含目標信號外還摻雜著各種雜波、噪聲和干擾信號等?，F代雷達多采用脈內/脈間相干技術、相干旁瓣對消技術、低截獲概率、發射波形捷變等新技術，使得雷達系統的抗干擾能力和檢測能力得到了很大提高，其中一種提高雷達檢測性能的方法是恒虛警(CFAR)技術[11]，通過自適應門限(根據雜波、背景噪聲和干擾的大小自適應地調整)來代替固定門限，極大地提高了現代雷達的檢測性能。

為驗證密集假目標干擾技術干擾新體制雷達(采用CFAR技術)的適用性，下面模擬仿真新體制雷達參數進行仿真分析。

圖3 密集假目標干擾信號模型

仿真實驗3：假設在某次干擾任務中，某干擾機對地面雷達進行干擾，掩護己方作戰飛機完成對既定目標的突襲。脈內疊加時延Δt=τ等間隔，干擾機相距目標雷達50 km，雷達和干擾機其他參數不變；在60 km處有一固定目標，在120 和210 km處各有一運動速度為200和300 m/s的運動目標，截面積均服從Swerling I模型，采用高斯白噪聲模擬雷達接收機噪聲(均值0，方差1，噪聲系數3 dB)；在距離雷達60 km的范圍內，地雜波幅度服從瑞利分布，且雜波速度變化均方根值設為0.4 m/s。[12]

仿真過程中，取不同的干擾機發射功率仿真分析當雷達受密集假目標干擾時，經CFAR處理后的檢測結果，如圖4所示。

圖4 不同功率條件下密集假目標干擾信號干擾效果

從圖4可以看出，當干擾機發射功率取10 W時， 120 km處的動目標能被雷達有效檢測，而210 km處的動目標不能被雷達進行有效檢測；當干擾機發射功率為15 W時，產生的干擾信號將120和210 km處的動目標完全覆蓋，雷達不能對目標進行有效檢測。由此可知，發射功率為10、15 W時，被干擾雷達對目標的最大檢測距離分別不超過210 和120 km。

進一步仿真分析干擾機發射功率與雷達最大檢測距離之間的變化關系。圖5是當干擾機發射功率以5 W步進、動目標距雷達的距離以5 km步進變化時被干擾雷達對目標的最大檢測距離。

圖5 干擾機發射功率和雷達最大檢測距離變化關系

根據圖5可知，當干擾機與目標雷達相距50 km時，隨著干擾機發射功率不斷增大，目標雷達對動目標的最大檢測距離逐漸減小，10 W時最大檢測距離為120 km，50 W時最大檢測距離僅為48 km。

4 結束語

電子戰干擾機干擾樣式的選取一直是一個復雜的問題。本文基于該型干擾機干擾系統靈巧噪聲干擾和密集假目標干擾的產生原理，建立了干擾信號仿真模型，驗證了兩種干擾樣式的有效性。仿真結果表明，密集假目標干擾同時兼有欺騙性和壓制性干擾的雙重特征，具有多假目標壓制干擾和欺騙干擾的效果，仿真結論可為電子戰干擾機干擾樣式的選取提供參考。