9～15 GHz GaAs MMIC寬帶高效率功率放大器

徐 鼎 ，陳曉娟 ，胡 俊 ，袁婷婷

（1.中國科學院微電子研究所，北京 100029；2.中國科學院大學，北京 100049）

X-Ku波段MMIC功率放大器是雷達和衛星通信系統中的重要部件，應用于T/R組件中發射鏈路的末級，與天線相連，將幅度較小的信號進行功率放大。砷化鎵材料在增益、噪聲、功率等方面所展現的良好特征，使其非常適用于MMIC功率放大器的設計。因此，GaAs MMIC功率放大器在雷達和衛星通信等領域得到廣泛應用[1-3]。

對于雷達和衛星等無線通信系統而言，其發射通道特性很大程度取決于功率放大器的性能。功放作為發射通道主要耗能模塊，其效率影響整個衛星通信系統的能耗；功放的帶寬影響衛星通信系統的數據吞吐量和傳輸速率。因此，如何在保證輸出功率的同時，實現寬帶高效率的功率放大器成為一個研究熱點。對于寬帶設計，常用的電路結構包括電抗匹配式[4-5]、平衡式[6-7]、分布式[8-9]和堆棧式[10-11]等。文獻[12]和[13]分別采用電抗匹配式和堆棧式實現了X和Ku波段具有良好寬帶特性的GaAs功放電路，工作頻率分別為 8～13 GHz和 12～16 GHz，但設計中未考慮諧波的影響，因而飽和效率較低，均小于35%。對于提高功放的效率，諧波抑制技術是最常用的方法之一。文獻[14]在匹配電路中引入諧波抑制網絡，實現了最高飽和效率超過50%的Ku波段功率放大器，但其單級匹配網絡限制了寬帶傳輸能力，工作帶寬僅為2 GHz。在X-Ku波段，兼顧寬帶（工作帶寬5 GHz以上）和高效率（35%以上）的GaAs功率放大器報道較少，其難點主要在于：一方面，隨著頻率越高，晶體管最大增益和效率越低；另一方面，帶寬增加時，功放的阻抗匹配隨之變差，導致效率降低。

針對以上問題，提出了一種四分之一波長微帶線做偏置網絡和多級電抗匹配相結合的設計方案，通過輸出端偏置網絡濾除二次諧波，并采用最佳效率圓進行阻抗匹配，提高功率放大器的效率；采用低Q值多級匹配網絡，拓展功率放大器的寬帶特性。基于此方法，文中采用穩懋公司0.15 μm增強贗式高電子遷移率晶體管（GaAs E-PHEMT）工藝，設計了一款9～15 GHz寬帶高效率功率放大器，其線性增益大于23 dB，飽和輸出功率大于28 dBm，功率附加效率為35%～45%。

1 電路整體設計

考慮管芯的功率密度和電路所需要的飽和輸出功率，輸出級采用2個8指90 μm寬的GaAs HEMT器件，單個晶體管輸出功率大于26 dBm，兩管合成功率大于28 dBm，并提供10 dB增益。考慮電路所需要的增益，電路設計采用兩級放大結構。電路的功率特性跟驅動級器件柵寬也有很大關系，前后級柵寬驅動比過大，則前級器件會產生過多不必要的直流功耗，致使電路效率降低；前后級柵寬驅動比太小，則前級器件會工作在飽和區，致使電路功率整體壓縮，效率也會降低。驅動級器件采用了一個6指60 μm寬的HEMT器件，驅動功率大于18 dBm，增益大于12 dB，前后級總柵寬比為1∶4。這樣就能保證前級器件工作在線性區時能夠推動后級器件，也避免前級直流電流過大，造成功耗浪費。電路整體原理圖如圖1所示。

圖1 兩級功率放大器電路整體原理圖

1.1 漏端偏置網絡濾除二次諧波

當輸入信號通過功放時，除了基波之外還會產生新的頻率分量，功放的非線性由此產生。假設功放的非線性可以用三階冪級數來表征，忽略高階非線性，則功放的輸入輸出關系可以表示為：

當輸入信號為單音信號，即Uin=Ucosw0t時，輸出信號幅度為：

由式（2）中可以看到，基波和二次諧波輸出幅度分別為：

除了基波和直流分量外，最主要的頻率分量是二次諧波分量。因此，設計功率放大器時應將二次諧波短路到地。文中采用四分之一波長微帶線作漏端饋電的偏置電路，如圖2所示。

圖2 四分之一波長傳輸線做諧波短路終端

漏端偏置四分之一波長微帶線參與匹配，在基頻和高階奇次諧波頻處，該傳輸線呈現開路特性，而在偶次諧波頻率處呈現短路特性。通過回收二次諧波能量，晶體管輸出端的電壓和電流波形得以整形，減小兩者之間非零的交疊部分，從而降低了功耗，提高功率放大器的效率。引入四分之一波長微帶線后，總的負載阻抗ZL為：

1.2 多級電抗匹配網絡設計

確定有源器件后，功率放大器的功率效率特性在很大程度上取決于輸出匹配電路。設計輸出匹配網絡首先需要確定器件的輸出阻抗，再通過合適的阻抗匹配網絡將其匹配至50 Ω。對文中使用的8×90 μm器件進行load-pull仿真，其結果如圖3所示。可以看到，GaAs HEMT器件的最佳功率匹配圓和最佳效率匹配圓的圓心并不重合，為了實現功放電路在寬頻帶內的高效率傳輸，選取最佳效率圓的圓心阻抗作為器件的輸出阻抗，利用smith圓圖進行阻抗匹配。

阻抗匹配網絡通常有多種匹配結構實現，不同于窄帶的阻抗匹配，寬帶內不可能每個頻點都達到最佳匹配。因此，需要折衷考慮帶寬、插入損耗和駐波比等指標，選擇最佳的匹配網絡。為了進一步抑制高次諧波，同時使插入損耗和回波損耗盡可能小，文中采用電抗匹配結構設計輸出網絡。寬帶匹配遵循 Bode-Fano法則[15-16]：

圖3 8×90 μm器件最佳功率圓（細線）與最佳效率圓（粗線）

Bode-Fano法則揭示了帶寬與反射系數之間的制約關系，更大的帶寬通常會導致更高的最小反射系數。雖然是針對具體的RC無損網絡提出的，Bode-Fano法則同樣適用于其他復雜的匹配網絡。

以K節T型級聯網絡為例，如圖4所示，為實現最佳帶寬匹配，每節的阻抗變換比應為相同值，則有以下公式：

其中，RL是負載阻抗，K是T型網絡的節數，n是阻抗變換比，w0是阻抗匹配頻率。根據式（7）～（10），當 RL=50 Ω，Rs=15 Ω，f=13 GHz時，分別仿真出不同節數（K=1，2，3）T型匹配結構的S（1，1）曲線，其結果如圖5所示。

圖4 K節級聯T型匹配網絡示意圖

圖5 節數K=1，2，3時T型網絡的S（1，1）仿真曲線及元件參數值

可以看到，節數K越大時，對應的T型網絡的帶寬會越大，同時其Q值會越小。然而，節數越多會引入更多的無源元件，往往占用更多的面積，引入更大的插入損耗。折衷考慮上述指標，電路的輸出匹配網絡選取兩節T型匹配網絡，即可保證要求帶寬及駐波，也能有較小的插入損耗。級間匹配網絡采用低通LC和高通CL的帶通網絡，實現末級管芯輸入阻抗至前級管芯輸出阻抗的變換，保證足夠的功率到末級管芯；輸入匹配則采用兩階LC網絡和RC并聯穩定網絡，保證整個電路的增益平坦度和駐波。基于這些必要的匹配網絡，進行電磁場仿真和無源參數的優化，以實現所需的電路性能和較小芯片尺寸。最終的電路版圖照片如圖6所示。

圖6 兩級GaAs功率放大器照片（2.34 mm*1.25 mm）

2 測試結果及分析

2.1 小信號測試結果

功率放大器芯片通過導熱環氧樹脂焊裝在銅制測試夾具上，如圖7所示。在柵漏兩端并聯了兩個合適的接地電容，用以濾除電源的雜散，抑制片外偏置線可能造成的低頻振蕩，同時保證良好的射頻接地。

圖7 GaAs功率放大器封裝照片

功率放大器偏置條件為Vgs=0.6 V，Vds=4 V，測試頻率范圍為9～15 GHz。圖8為電路的S參數測試結果。

圖8 放大器小信號特性參數測試曲線

由圖8可知，放大器在9～15 GHz頻帶內小信號增益約為23 dB，增益平坦度在±1.2 dB以內，輸入回波損耗小于-9 dB。放大器在9～15 GHz頻率范圍內具有較高的增益和良好的駐波特性。

2.2 大信號測試結果

大信號測試時放大器偏置條件與小信號一致，Vgs=0.6 V，Vds=4 V。圖9為飽和輸出功率和效率隨頻率的變化曲線，圖10為100 MHz雙音測試下輸出功率回退至19 dBm時的三階交調IMD3隨頻率的變化曲線。大信號相關特性測試結果表明，放大器在9～15 GHz頻帶內飽和輸出功率大于28 dBm，飽和功率附加效率PAE為35%～45%，回退至19 dBm下的三階交調IMD3小于-34 dBc。

表1為近年來國外文獻和產品報道的X-Ku波段GaAs功放與文中的對比數據。與文獻[12-13]相比，可以看到文中所用功率放大器芯片在相似的帶寬內有更高的效率指標，這得益于二次諧波短路偏置網絡的設計，并采用最佳效率圓進行阻抗匹配；與文獻[15-16]相比，所用功率放大器芯片具有相同水平的效率指標，但由于對匹配網絡進行優化設計，因此其寬帶特性更佳。與文獻[14]相比，所用功放芯片工作帶寬更大，但效率相較稍低，一方面，是由于工藝的差異導致器件本身的性能不同，另一方面，說明功率放大器芯片在效率指標上還有提升的空間。下階段的目標是在原有的設計基礎之上，參考F類功率放大器的原理，在匹配網絡中引入除二次諧波外的更高次諧波的抑制網絡，在保證工作帶寬的同時盡可能地提高功率放大器的效率。

圖9 飽和輸出功率和功率附加效率隨頻率變化曲線

圖10 頻偏100 MHz下的實測IMD3曲線

3 結 論

文中基于0.15 μm GaAs PHEMT工藝，通過選取合適的器件和電路拓撲結構，采取漏端偏置網絡濾除二次諧波和多級低Q匹配網絡的方法，實現了一款9～15 GHz寬帶高效率MMIC功率放大器。實測結果表明，該放大器具有良好的效率、寬帶和線性度等特性，可應用于雷達和衛星通信等領域。

表1 同國外相似頻段產品和文獻的參數對比