電壓探頭對寬禁帶器件高頻暫態電壓精確測量的影響

何 杰 劉鈺山 畢大強 李 曉

電壓探頭對寬禁帶器件高頻暫態電壓精確測量的影響

何 杰1劉鈺山1畢大強2李 曉3

（1. 北京航空航天大學自動化科學與電氣工程學院 北京 100083 2. 電力系統國家重點實驗室（清華大學電機系） 北京 100084 3. 德州農工大學電氣與計算機工程系 大學城 77843）

隨著寬禁帶半導體器件的發展，電力電子器件的開關速度越來越快，工作電壓逐漸升高，致使電壓探頭的性能對電力電子器件暫態電壓測量結果的影響程度增大。該文分析幾種實驗室常用的示波器電壓探頭的測量原理，根據電壓探頭的電路分析模型，研究探頭的帶寬/上升時間、寄生電感和共模抑制比等幾個關鍵因素對高頻暫態電壓測量結果的影響。最后搭建實驗平臺，實驗結果驗證了理論分析的有效性。

電壓探頭 精確測量 暫態電壓 寬禁帶器件

0 引言

以碳化硅（Silicon Carbide, SiC）和氮化鎵（Gallium Nitride, GaN）器件為代表的寬禁帶半導體器件具有更高的擊穿電壓、開關速度和溫度容限，在電力電子系統中的優勢日益凸顯[1-2]。依據SiC/ GaN器件開關特性展開的研究有很多，如器件建模、驅動器改進、串擾抑制等，然而，隨著開關速度的提高，SiC/GaN器件在研究和應用過程中逐漸顯現出其暫態電壓難以精確測量的問題，這很可能導致相關研究結論存在一定偏差。

探頭作為測量系統的重要組成部分，直接與被測電路相連，因此正確選擇和使用電壓探頭對電壓信號精確測量至關重要。相比于傳統硅器件，SiC/ GaN器件的暫態時間更短，電壓探頭的性能對SiC/ GaN器件暫態電壓測量結果的影響程度更大，目前國內外對電壓探頭研究的重視度不足。文獻[3-4]研究了SiC器件的開關特性或串擾特性，但沒有明確所使用的電壓探頭型號，也沒有分析探頭對測量結果的影響。文獻[5-7]給出了實驗所用的電壓探頭型號，但探頭的帶寬偏低，這可能導致實測暫態電壓上升時間偏長。文獻[7]指出所用差分探頭的前端線夾存在較大的寄生電感，該探頭測得的SiC MOSFET漏源電壓具有明顯的過沖現象，當選擇寄生電感較小的浮地無源探頭對同一目標信號進行測量時，測得的過沖幅度顯著下降，這表明電壓探頭前端的寄生電感可能是影響測量結果的一個重要因素。文獻[8]提出基于開關波形振蕩頻率的換流回路雜散電感提取方法，但是沒有考慮電壓探頭的寄生電感因素，這可能導致實測波形的振蕩周期加長，因此測得的振蕩頻率不能完全反映電路自身雜散電感的大小。文獻[9]簡要討論了電壓探頭的帶寬和寄生電感對測量結果的影響，但未進行深入的理論分析。此外，本文在進行雙脈沖測試實驗時，發現上管驅動側電壓的實測波形與理論不符，深入分析和研究表明，是所用探頭的共模抑制比較低所致。

對于電壓探頭在測量高頻暫態電壓時出現的一些問題，如探頭和示波器不匹配、多通道信號顯示不同步、探頭帶寬選擇錯誤等，現有文獻的分析尚不充分。極少數主流的探頭廠商會給出應用手冊予以說明，但是這些手冊缺乏對探頭電路原理的分析，致使使用者對問題出現的原因不能充分理解[10-11]。文獻[12-13]說明示波器探頭的性能指標對信號測量結果的影響，并給出正確選擇和使用探頭的建議，然而缺乏實驗數據。此外，針對電力電子器件電壓信號的測量問題，文獻[14]改進了現有的商售差分探頭，提高了探頭增益的平坦度和線性度。文獻[15-16]設計了具有高壓隔離性能的電壓探頭，提高了測量的安全性。這些文獻重點關注的是目標信號的整體開關波形或變化幅度而非局部暫態波形，這超出了本文的研究范圍。

電壓探頭會顯著影響SiC器件高頻暫態電壓測量的精確性，本文針對這一現象進行了深入分析。首先說明了電壓探頭的種類及其主要性能指標，建立了幾種典型探頭的電路模型；其次定性和定量分析了影響電壓探頭測量精度的幾個關鍵因素；最后通過實驗測試驗證了有關分析。

1 示波器電壓探頭的種類及其主要性能指標

1.1 示波器電壓探頭的種類

示波器電壓探頭按照是否需要供電可分為無源探頭和有源探頭，其中無源探頭按照輸入阻抗大小又分為低阻探頭和高阻探頭，為減小探頭輸入阻抗對信號的負載效應，開關電源信號測量中常用的無源探頭為高阻探頭；有源探頭按照所測信號類型可分為單端探頭和差分探頭，單端探頭用以測量單端對地信號，差分探頭用以測量雙端互為參考的信號。此外，根據待測電壓大小，電壓探頭又分為高壓探頭和低壓探頭；根據帶寬大小，電壓探頭又分為高帶寬探頭和低帶寬探頭。圖1為幾種典型的示波器電壓探頭，其中光隔離探頭是一種具有高共模抑制比的差分探頭。

圖1 典型示波器電壓探頭

示波器電壓探頭的種類眾多，本質上反映的是測量環境的復雜性和用戶需求的多樣性，這需要從兩方面考慮：一方面，使用者根據不同的測量環境和功能需求選擇最為合適的探頭，可以提高測量的準確度；另一方面，這種特定探頭的通用性不高，將導致使用者的選擇成本增加，因為如果用戶不深入了解探頭的各種性能指標、不明確待測信號的特點，就很難做出有效的甄選。

1.2 示波器電壓探頭的主要性能指標

理想的示波器電壓探頭應具有以下主要特點：靈活的連接方式、完美的信號保真度、零信號源負荷、全面抗擊噪聲等，而在實際應用中這些都無法絕對實現。如連接方便要求探頭能應對不同物理測量環境，完美的信號保真度要求探頭具有零衰減、無限帶寬和線性相位，零信號源負荷要求探頭輸入電阻無窮大，全面抗擊噪聲要求探頭完全隔離于外部電磁環境等。盡管如此，實際的電壓探頭可以較大程度地接近上述要求，足以滿足絕大多數測量需求。示波器電壓探頭的性能主要由以下幾個指標衡量：

（1）最大額定電壓，即探頭能測量的電壓范圍。

（2）衰減系數，即探頭使輸入信號降低的倍數。典型的衰減系數有1X、10X、50X、500X等，衰減系數越高，探頭的最大額定電壓越高。

（3）輸入阻抗。探頭的輸入阻抗可分為輸入電阻和輸入電容，輸入阻抗隨頻率增高而減小，低頻下輸入阻抗主要由輸入電阻決定，高頻下輸入阻抗主要由輸入電容決定。

（4）補償范圍（無源探頭），即探頭可以補償的示波器輸入電容的范圍。示波器輸入電容過大或過小，都將導致探頭和示波器不能完美匹配。

（5）帶寬/上升時間。探頭的帶寬指其輸出信號的幅頻響應從直流增益下降至-3dB時的頻率，探頭的上升時間指理想矩形脈沖信號輸入時探頭輸出信號幅度由10%上升至90%的時間。

（6）傳播延遲，即輸出信號對輸入信號的延遲時間。不同探頭的傳播延遲一般不同，這是造成測得的多通道信號不同步的重要原因。

（7）共模抑制比（差分探頭）。共模抑制比（Common-Mode Rejection Ratio, CMRR）（dB）用以衡量差分探頭抑制輸入信號共模分量的能力，其表達式為

式中，dm為差模增益；cm為共模增益。

不同類型電壓探頭的性能指標一般具有較為明顯的差異性，表1總結了典型示波器電壓探頭的基本特點和主要性能指標。

表1 常用示波器電壓探頭的典型特性

Tab.1 Typical characteristics of commonly used oscilloscope voltage probes

注：數據來源于主流探頭廠商。

2 典型示波器電壓探頭電路原理

2.1 高阻無源探頭

無源探頭具有價格便宜、機械結構堅固、動態范圍寬、輸入電阻高等優勢，因此廣泛應用于通用測試場合。常用的無源探頭為10倍衰減的高阻無源探頭，主要包括探頭前端、有損傳輸線和補償器，其典型電路模型如圖2所示[17]。

圖2 10倍衰減的高阻無源探頭典型電路模型

探頭前端用以連接探測點，其中信號端提供高阻值電阻t以減小負載效應，并存在寄生電容t中；地線端一般為拖尾的鱷魚夾，具有寄生電感g。

傳輸線用以提供測量距離，長度一般為1～2m。傳輸線可等效為RLGC等分布參數的集總元件模 型[17-18]，當其終端阻抗不匹配時，將使高頻信號產生諧振，為較好地抑制該諧振問題，可將傳輸線設計為有損類型的，即含有一定的分布電阻。

補償器用以匹配探頭和示波器的阻抗，圖2中以RC串聯網絡來表示。根據補償衰減器理論[19]，為維持信號在較大頻域內線性衰減，可調節可變電容c，使輸入網絡和輸出網絡的時間常數相等，即

式中，lt為有損傳輸線的總電容。根據傳輸線工作原理[20]，為改善探頭的高頻增益，可調節可變電阻c，使負載阻抗逼近于傳輸線特征阻抗，即

式中，0為傳輸線特征阻抗；b為探頭帶寬。

2.2 有源單端探頭

有源單端探頭前端配有場效應晶體管，這使其具有非常小的輸入電容，但同時導致其線性動態輸入范圍很小。此外，有源單端探頭價格昂貴、機械結構脆弱，這些因素限制了其應用范圍。圖3給出一種10倍衰減的有源單端探頭電路模型[21]，該模型主要包括衰減器、緩沖器和無損傳輸線。

圖3 10倍衰減的有源單端探頭電路模型

信號先通過衰減器進行5倍衰減，再通過緩沖器進行電壓跟隨，最后由無損傳輸線傳輸到示波器。其中，緩沖器具有高輸入阻抗和強輸出驅動能力，隔離了衰減器和無損傳輸線，這一方面便于其輸入端和輸出端進行阻抗匹配，提高信號傳輸能力；另一方面可以使衰減器盡可能地靠近測試點，以減小不可控的寄生參數。無損傳輸線的特征阻抗一般為50W，3與s分別對其源端和負載端進行阻抗匹配，以提升信號傳輸的保真度，同時對緩沖器輸出端信號產生2倍衰減。

2.3 有源高壓差分探頭

有源差分探頭主要用于測量差分信號，可分為低壓型和高壓型，通常選擇通用性更好的高壓差分探頭來測量開關電源信號。圖4為一種經典的有源高壓差分探頭電路模型[14,22]，該模型主要包括衰減器、緩沖器、差分放大器和無損傳輸線，圖中，p+與p?分別為兩信號端的寄生電感。

圖4 有源高壓差分探頭電路模型

首先差分信號依次通過兩個理論上相同的衰減器和緩沖器實現高倍衰減和電壓跟隨；然后通過差分放大器轉換為單端對地信號；最后由無損傳輸線傳輸到示波器。共模抑制比是差分探頭的一個重要指標，有源差分探頭的共模增益主要有兩種來源：①兩差分信號傳輸途徑的電阻、電容、緩沖器和寄生參數的不完全對稱；②差分放大器固有的共模增益[23]。

2.4 光隔離探頭

光隔離探頭同樣用于測量差分信號，其原理框圖如圖5所示[24]，該探頭主要包括衰減器、電-光-電轉換網絡、無損傳輸線和示波器接頭。電-光-電轉換網絡作為光隔離探頭的核心，通過電-光轉換器、光纖、光-電轉換器和控制器實現了被測設備與示波器的電氣隔離，縮短了差分信號的傳輸路徑，這很大程度上提高了探頭的共模抑制比，使得光隔離探頭能測量具有高帶寬和高共模電壓的差分信號。

圖5 光隔離探頭的原理框圖

3 電壓探頭關鍵因素對高頻暫態電壓測量精度的影響分析

3.1 仿真電路

高頻暫態電壓由圖6a所示的雙脈沖測試電路產生，采用Saber軟件進行電路仿真，仿真波形如圖6b所示。所用開關器件為有開爾文源的MOSFET，在各目標信號中，GS1為高共模電壓低壓差分信號，DS1為高共模電壓高壓差分信號，GS2為低共模電壓低壓差分信號，DS2為高壓對地信號。根據信號類型，GS1、DS1和GS2需采用差分探頭測量，DS2既可采用高阻無源探頭測量，也可采用差分探頭測量。當開關器件無開爾文源時，S2驅動回路源端接地，GS2也可采用高阻無源探頭或具有寬輸入范圍的有源單端探頭測量。

圖6 雙脈沖測試電路及其仿真結果

3.2 帶寬與上升時間

對于個模塊級聯而成的線性時不變系統，記各級階躍響應的上升時間為r,m，當各級的階躍響應皆為高斯函數（高斯響應）時，系統的上升時間可表示[25-26]為

當各級階躍響應有過沖現象且過沖幅度大約為階躍幅度的5%或10%時，系統的上升時間將比式（4）給出的上升時間略短，系統的過沖幅度約為各級過沖幅度總和的二次方根[27]。

考慮目標信號、電壓探頭和示波器級聯形成的系統，各級階躍響應的上升時間依次記為r,sign、r,probe、r,scope。其中后兩級組成的測量系統通過示波器的前端放大器相互隔離，使得這兩者的上升時間相互獨立，常用的電壓探頭和示波器一般具有高斯響應，由式（4）可得測量系統的上升時間為

進一步地，假設目標信號和電壓探頭的上升時間也相互獨立，則整個系統的上升時間，即示波器顯示波形的上升時間為

實際上，電壓探頭對目標信號有負載效應，目標信號的上升時間將因探頭的加入而改變。負載效應模型如圖7所示。圖中，s為單位階躍信號源，s為信號源電阻，s為負載電容，sign為目標信號，i與i為電壓探頭的輸入阻抗。未施加探頭時，由RC電路的階躍響應函數易得目標信號的上升時間r,sign為2.2ss。同理，施加電壓探頭后，目標信號的上升時間變為2.2(s//i)(s+i)。目標信號上升時間因電壓探頭的負載效應而變化的程度可表示為

開關器件的柵源電壓和漏源電壓對應的等效負載電容s可分別用器件的輸入電容和輸出電容近似，r,sign可由數據表直接讀出，因此開關器件等效信號源電阻s可表示為r,sign/(2.2s)，取現有商售SiC器件進行估算，可得目標信號的等效負載電阻約在100W的數量級上，而常用的高阻無源探頭和有源高壓差分探頭的輸入電阻數量級約為MW，于是，式（7）可近似為

高阻電壓探頭的輸入電容越大，其對開關器件的負載效應越明顯。然而，由于開關器件-的輸入電容和輸出電容是變量，不能用式（8）來準確計算。

考慮到電壓探頭的負載效應，式（6）可修正為

進而可定義測量系統產生的上升時間誤差為

可知，為減小目標信號的上升時間測量誤差，應使電壓探頭的輸入電容足夠小，并且使測量系統的上升時間遠小于目標信號的上升時間。

帶寬和上升時間成反比，對于高斯響應型的測量系統，兩者間關系[26]可近似表示為

暫態信號含有豐富的頻率分量，理論上需要用全部的頻率分量才能重構暫態信號，實際上頻率過高的分量對暫態信號的重構影響甚微，為此定義拐點頻率，在暫態信號重構過程，高于拐點頻率的分量將被舍棄。對于目標信號，其拐點頻率[28]表示為

因此，從頻域的角度看，為減小目標信號上升時間的測量誤差，應當要求測量系統的帶寬遠大于目標信號的拐點頻率。

圖8比較了在不同的探頭帶寬下DS2和GS2的仿真波形，為簡化分析，不考慮示波器的作用，以探頭輸出電壓P和衰減系數的乘積作為目標信號的測量結果。不難看出，隨著探頭帶寬的降低，目標信號測量結果的上升時間變長，測量誤差也相應增大。此外，可以看出探頭的測量結果滯后于目標信號，即出現傳輸延遲現象，這主要是探頭的傳輸線導致的，本文對此不作深入討論。

為定量說明電壓探頭對目標信號測量結果上升時間的作用，取DS2在50MHz帶寬探頭作用前后的上升時間來分析。由圖8a可知，該探頭的負載效應使DS2的上升時間由10.424ns變為10.875ns，又由式（11）可得該探頭的上升時間約為7ns，將這些數據代入到式（9）可解得探頭測量結果的上升時間為12.933ns，這與仿真得到的12.915ns一致。由式（10）可得，50MHz帶寬探頭對DS2上升時間的測量誤差達到23.9%，這表明低帶寬探頭無法滿足高頻暫態信號上升時間的測量要求。

圖8 不同的探頭帶寬下vDS2和vGS2的仿真波形比較

電壓探頭帶寬過低，意味著暫態信號的高頻分量被極大衰減，當暫態信號波形具有高頻振蕩或尖刺時，低帶寬電壓探頭將無法還原其快速變化的細節，圖8a和圖8b的仿真波形分別顯示出低帶寬探頭對目標信號過沖幅度的抑制作用和對目標信號尖刺波形的平滑作用。

綜上所述，本節的分析得到以下主要結論：

（1）電壓探頭對目標信號的負載效應和測量系統與目標信號的級聯效應共同導致上升時間的測量誤差，且誤差隨探頭的輸入電容或上升時間增大而增大。

（2）電壓探頭的帶寬和上升時間成反比。

（3）電壓探頭帶寬過低將使測得信號的過沖幅度下降、尖刺波形平滑。

3.3 寄生電感

為了提高測量的靈活性，高阻無源探頭的地線端通常設計為拖尾的鱷魚夾，引入了地線線路電感和接地環路電感。出于同樣的原因，有源高壓差分探頭的信號端通常留有一定長度的引線，于是也引入了寄生電感。此外，有些探測點受限于物理空間而難以直接測量，通常需要在探測點和探頭間額外接入一段引線，這同樣會引入寄生電感。

探頭前端的寄生電感p與輸入電容i相互影響，兩者在高頻時形成諧振，諧振頻率為

對于某一確定的探頭，其諧振頻率將隨寄生電感的增大而減小。考慮到諧振頻率附近，電壓探頭增益劇增，因此當諧振頻率靠近或低于探頭帶寬時，探頭在帶寬內的線性度將極大降低。

當目標信號有過沖或振鈴現象時，探頭前端的寄生電感會加劇目標信號測量結果的振蕩。不同探頭寄生電感下DS2和GS2的仿真波形比較如圖9所示。以DS2的上升暫態波形為例進行分析，由圖9a可知其振鈴階段的振蕩頻率約為100MHz。

圖9 不同探頭寄生電感下vDS2和vGS2的仿真波形比較

仿真所用無源探頭的輸入電容為9.5pF，取地線電感g分別為50nH、100nH、150nH，則探頭的諧振頻率依次約為230MHz、160MHz、130MHz。可知，隨著地線電感增大，諧振頻率逐漸接近于目標信號振蕩頻率，這將導致探頭對振蕩頻率附近分量的增益變大。如圖9a所示，隨著地線電感增大，DS2測量結果的過沖幅度漸次增大，這與分析一致。

即使目標信號無明顯過沖現象，當電壓探頭的諧振頻率接近或低于目標信號的拐點頻率時，測量結果仍會出現過沖或振鈴，圖9b即為這種情況。

綜上所述，本節的分析得到以下主要結論：

（1）電壓探頭的寄生電感與輸入電容對目標信號高頻分量產生諧振作用，諧振頻率隨寄生電感的增大而降低。

（2）當電壓探頭諧振頻率逐漸降低且逼近于目標信號振蕩頻率時，測得波形的振蕩幅度將增大。

（3）低諧振頻率電壓探頭對無明顯過沖現象的目標信號仍能產生振蕩作用。

3.4 共模抑制比

對于差分探頭，其輸出電壓可表示為

式中，dm與cm分別為輸入電壓信號的差模分量和共模分量。由式（1）可得

如果取共模增益極性為正，則有

進而可定義差分探頭輸入信號的偽差模分量為

偽差模分量與差模分量的比值衡量了差分探頭的“共模誤差”，即

由于差分探頭兩差分信號路徑的阻抗對稱性隨頻率增大而變差，因此差分探頭的共模抑制比一般隨共模分量頻率增大而降低。對于具有相同差模分量幅度和共模分量幅度的信號，差分探頭的“共模誤差”將隨信號頻率升高而顯著增大。

差分探頭在低于帶寬時的差模增益基本不變，約為其衰減系數的倒數，即有dm≈1，因此差分探頭的數據表中一般用20lg(|cm|)表示共模抑制比，它與式（1）中定義的共模抑制比近似互為相反數。不同的探頭共模抑制比下GS1的仿真波形比較如圖10所示。圖10a為典型有源高壓差分探頭“共模抑制比”的頻率響應曲線[29]，為方便分析，仿真時取共模抑制比為常值，用這些共模抑制比不同的探頭測量GS1，得到圖10b的仿真結果。仿真電路下管處于關斷狀態時，GS1差模電壓為?3V，共模電壓約為600V。取共模抑制比為60dB的探頭分析，由式（17）可算出該探頭輸入信號的偽差模分量為0.6V，進而由式（18）可得該探頭測量結果的“共模誤差”達到20%，這與仿真結果一致。此外，由仿真波形可知，隨著共模抑制比的提高，探頭的“共模誤差”逐漸減小。

綜上所述，本節的分析得到以下主要結論：

（1）“共模誤差”由兩個因素組成：①差分探頭的共模抑制比；②目標信號的共模分量與差模分量之比，且“共模誤差”隨前者的增大或后者的減小而減小。

（2）差分探頭的共模抑制比一般隨共模分量頻率增大而減小，這導致開關器件暫態信號的“共模誤差”往往比穩態信號的“共模誤差”更大。

4 實驗結果

4.1 實驗平臺

本文搭建了基于SiC MOSFET C3M0075120K的雙脈沖測試平臺，以驗證所建立的探頭模型和對暫態電壓精確測量所做的分析，實驗平臺如圖11所示。表2列出實驗平臺的主要設備及其規格，表3列出用于測試的典型示波器電壓探頭參數，其中光隔離探頭TIVH08由于接口兼容問題只能接入到現有低帶寬示波器MDO3014。圖12～圖15為實驗結果。

4.2 實驗結果

圖12比較了有源差分探頭DP6150B和P5200A 測量GS2得到的暫態波形，此時的母線電壓為50V。可見高帶寬探頭DP6150B的實測波形較好地保留了GS2上升或下降過程中的短暫停滯現象，而該現象在低帶寬探頭P5200A的實測波形中并不明顯，這說明高帶寬使探頭實測波形在較大程度上保留了原始信號的高頻細節。因此，選擇低帶寬探頭測量開關器件的驅動波形時，可能無法得到該器件準確的驅動特性，特別是當低帶寬探頭用在比較不同驅動器的驅動能力或比較不同開關器件的驅動特性的研究中時，可能無法得到準確的結論。

圖11 雙脈沖測試平臺

表2 雙脈沖測試平臺的主要設備及其規格

Tab.2 Main equipment and their specifications of double-pulse test platform

表3 測試用示波器電壓探頭參數

Tab.3 Parameters of tested oscilloscope voltage probes

注：“；”前后兩值分別表示共模抑制比在直流和探頭額定帶寬時的值；斜杠“/”表示對應參數不存在或未在數據表中說明。

圖12 有源差分探頭DP6150B和P5200A測量vGS2所得波形比較

圖13為用高阻無源探頭P5050測量DS2上升暫態波形在帶有鱷魚夾和外接引線、僅帶有鱷魚夾及僅帶有接地彈簧的三組結果，可知三組暫態波形對應探頭的地線電感依次減小，而其振蕩程度也依次減弱，這說明探頭前端寄生電感越小，其測量振蕩情況的保真度越好。

圖13 高阻無源探頭P5050在不同的探頭地線電感下測量vDS2所得的波形比較

DS2的過沖幅度可用以估算功率回路的寄生電感，但當探頭前端寄生電感增大時，測得的DS2過沖幅度與真實值的偏差也將增大，這導致測得的DS2過沖幅度不能正確反映電路實際寄生電感的大小。DS2的極大值可用來確定開關器件安全工作的母線電壓范圍，探頭前端寄生電感較大時，測得的DS2極大值偏大，這將導致由此確定的工作電壓范圍較小，不能充分利用開關器件的性能。

圖14與圖15分別為光隔離探頭TIVH08和有源差分探頭DP6150B在不同的母線電壓下測量GS1得到的波形。GS1在圖14與圖15中的實測暫態波形與其在圖6b中的仿真暫態波形具有一致的變化趨勢，但實測暫態波形出現較為明顯的振蕩現象，一方面是因為實驗電路的寄生電感較大；另一方面是因為探頭本身具有一定的寄生電感，尤其是DP6150B。

對比圖14與圖15可以發現，高共模抑制比探頭TIVH08的實測波形在暫態過程結束后，始終鉗制在反偏驅動電壓（-3V左右）上；與之不同，低共模抑制比探頭DP6150B的實測波形在暫態過程結束后，與反偏驅動電壓值存在一定程度上的偏差，且偏差隨著共模電壓幅度增大而增大。這說明高共模抑制比和低共模電壓能有效地減小探頭測量結果的“共模誤差”。

圖15 不同共模電壓下有源差分探頭DP6150B測量vGS1所得波形

低共模抑制比探頭不僅使GS1的穩態波形產生測量偏差，也使其暫態過程擾動幅度產生一定程度的測量偏差。不能準確測量開關器件的實際串擾波形和串擾程度，則難以準確得到開關器件可靠工作時的電壓、電流、溫度等條件，進而當開關器件的工作條件不合適時，將有可能導致開關器件的誤導通或驅動側反向擊穿。

5 結論

正確選擇和使用電壓探頭對寬禁帶電力電子器件高頻暫態電壓的精確測量至關重要。本文建立了幾種典型示波器探頭的電路分析模型，分析了電壓探頭的帶寬/上升時間、寄生電感和共模抑制比等幾個關鍵因素對探頭測量結果的影響。理論分析和實驗結果表明，為精確測量寬禁帶電力電子器件的高頻暫態電壓，應采取以下措施：

1）明確所測暫態電壓的特點，并結合表1所列幾類常用電壓探頭的特性，進而確定合適的探頭進行測量。

2）根據開關器件輸入/輸出電容的大小和波形測量精度的需要，確定電壓探頭的輸入電容和帶寬/上升時間。

3）盡可能地減小電壓探頭前端的寄生電感，有效措施包括采用接地彈簧、縮短探頭和探測點間非必要的接線等。

4）測量差分信號時，根據信號共模分量和差模分量之比，選擇合適共模抑制比的差分探頭，見表1，有源高壓差分探頭的共模抑制比在高頻時通常較低，其不適用于測量具有低共模分量的差分信號，該類信號可由共模抑制比性能突出的光隔離探頭測量。

[1] Millán J, Godignon P, Perpi?à X, et al. A survey of wide bandgap power semiconductor devices[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(5): 2155-2163.

[2] 盛況, 郭清, 張軍明, 等. 碳化硅電力電子器件在電力系統的應用展望[J]. 中國電機工程學報, 2012, 32(30): 1-7.

Sheng Kuang, Guo Qing, Zhang Junming, et al. Development and prospect of SiC power devices in power grid[J]. Proceedings of the CSEE, 2012, 32(30): 1-7.

[3] Zhang Zheyu, Wang F, Tolbert L M, et al. Active gate driver for crosstalk suppression of SiC devices in a phase-leg configuration[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(4): 1986-1997.

[4] 巴騰飛, 李艷, 梁美. 寄生參數對SiC MOSFET柵源極電壓影響的研究[J]. 電工技術學報, 2016, 31(13): 64-73.

Ba Tengfei, Li Yan, Liang Mei. The effect of parasitic parameters on gate-source voltage of SiC MOSFET[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2016, 31(13): 64-73.

[5] 王旭東, 朱義誠, 趙爭鳴, 等. 驅動回路參數對碳化硅MOSFET開關瞬態過程的影響[J]. 電工技術學報, 2017, 32(13): 23-30.

Wang Xudong, Zhu Yicheng, Zhao Zhengming, et al. Impact of gate-loop parameters on the switching behavior of SiC MOSFETs[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2017, 32(13): 23-30.

[6] Hazra S, De A, Lin Cheng, et al. High switching performance of 1700V, 50A SiC power MOSFET over Si IGBT/BiMOSFET for advanced power conversion applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016, 31(7): 4742-4754.

[7] Chen Cai, Chen Yu, Li Yuxiong, et al. An SiC-based half-bridge module with an improved hybrid pack- aging method for high power density applications[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2017, 64(11): 8980-8991.

[8] 謝宗奎, 柯俊吉, 趙志斌, 等. 碳化硅MOSFET換流回路雜散電感提取方法的優化[J]. 電工技術學報, 2018, 33(21): 4919-4927.

Xie Zongkui, Ke Junji, Zhao Zhibin, et al. Optimized extraction method of stray inductance in com- mutation path for silicon carbide MOSFET[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2018, 33(21): 4919-4927.

[9] 梁美, 李艷, 鄭瓊林, 等. 高速SiC MOSFET開關特性的測試方法[J]. 電工技術學報, 2017, 32(14): 87-95.

Liang Mei, Li Yan, Zheng Qionglin, et al. Test method for switching performance of high speed SiC MOSFET[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2017, 32(14): 87-95.

[10] ABCs of probes primer[Z/OL]. 2019, https://www.tek. com.

[11] 8 hints for better scope probings-application note[Z/OL]. 2017. https://www.keysight.com.

[12] 陳曉華. 示波器探頭的使用及測量結果的誤差分析[J]. 半導體技術, 2010, 35(7): 634-636.

Chen Xiaohua. Use of oscilloscope probe and error analysis of measurement results[J]. Semiconductor Technology, 2010, 35(7): 634-636.

[13] Funaki T, Hayashi K. Estimation of residual common mode voltage in floating voltage measurement with differential voltage probe for high voltage power electroincs circuit[C]//2018 IEEE CPMT Symposium Japan (ICSJ), Kyoto, 2018: 91-94.

[14] Grubmüller M, Schweighofer B, Wegleiter H. Development of a differential voltage probe for measurements in automotive electric drives[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2017, 64(3): 2335-2343.

[15] Van den Bossche A, Bozalakov D. Two channel high voltage differential probe for power electronics applications[C]//2013 15th European Conference on Power Electronics and Applications (EPE), Lille, 2013: 1-6.

[16] Grubmüller M, Schweighofer B, Wegleiter H. A digital isolated high voltage probe for measurements in power electronics[C]//2018 IEEE 27th Inter- national Symposium on Industrial Electronics (ISIE), Cairns, QLD, 2018: 791-796.

[17] Ford D. The secret world of oscilloscope probes[J]. Silicon Chip, 2009, 22(10): 16-23.

[18] Zhong Bing. Lossy transmission line modeling and simulation using special functions[D]. Tucson: University of Arizona, 2006.

[19] McAbel W E. Probe measurements[M]. Beaverton, Oregon: Tektronix, 1969: 8-13.

[20] Caloz C, Itoh T. Electromagnetic metamaterials: transmission line theory and microwave applica- tions[M]. New Jersey, Hoboken: John Wiley & Sons, 2006.

[21] Introduction to oscilloscope probes: lab experiment[Z/OL]. 2009. https://www.physics.wisc.edu.

[22] Art Pini. Understanding, selecting, and effectively using active oscilloscope probes[Z/OL]. 2017. https:// www.digikey.sg.

[23] 黃曉宗, 黃文剛, 劉倫才, 等. 運算放大器共模抑制比的仿真與測試[J]. 微電子學, 2012, 42(2): 154-158.

Huang Xiaozong, Huang Wengang, Liu Luncai, et al. Simulation and test of common mode rejection ratio of operational amplifier[J]. Microelectronics, 2012, 42(2): 154-158.

[24] IsoVu technology white paper[Z/OL]. 2019. https:// www.tek.com.

[25] Elmore W C. The transient response of damped linear networks with particular regard to wideband amplifiers[J]. Journal of Applied Physics, 1948, 19(1): 55-63.

[26] Brown G D. Bandwidth and rise time calculations for digital multimode fiber-optic data links[J]. Journal of Lightwave Technology, 1992, 10(5): 672-678.

[27] Pettit J M, McWhorter M M. Electronic amplifier circuits[M]. New York: McGraw-Hill, 1961.

[28] Johnson H W, Graham M. High-speed digital design: a handbook of black magic[M]. Upper Saddle River, NJ: Prentice Hall, 1993.

[29] N2790A 100MHz, N2791A 25MHz and N2891A 70MHz high-voltage differential probes-data sheet[Z/OL]. 2017. https://www.keysight.com.

Impacts of Voltage Probes for Accurate Measurement of High-Frequency Transient Voltage of Wide-Bandgap Devices

1123

（1. School of Automation Science and Electrical Engineering Beihang University Beijing 100083 China 2. State Key Lab of Power Systems Department of Electrical Engineering Tsinghua University Beijing 100084 China 3. Department of Electrical and Computer Engineering Texas A&M University College Station 77843 USA）

With the development of wide-bandgap semiconductor devices, the switching speed of power electronic devices is getting faster, and the operating voltage is increasing, which makes the performance of voltage probes have increasing impacts on the measured transient voltages of power electronic devices. This paper analyzed the measuring principles of several commonly used oscilloscope voltage probes in the laboratory. Their circuit models were built. The impacts from the key factors of the probe, such as the bandwidth/rise time, parasitic inductance and common mode rejection ratio, on measured high-frequency transient voltages were studied. Finally, an experimental platform was built, and the results verified the proposed theoretical analysis.

Voltage probe, accurate measurement, transient voltage, wide-bandgap devices

TM930.1

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.191736

中央高校基本科研業務費專項資金（KG16034501）、電力系統及大型發電設備安全控制和仿真實驗室開放課題（SKLD20M05）及清華大學本科教學改革項目（DX02-09）資助。

2019-12-12

2020-02-17

何 杰 男，1995年生，碩士研究生，研究方向為SiC器件驅動設計。E-mail: hejie_love@buaa.edu.cn

畢大強 男，1973年生，高級工程師，研究方向為電力系統主設備繼電保護、電力電子技術在電力系統中的應用。E-mail: bidaqiang@mail.tsinghua.edu.cn（通信作者）

（編輯 陳 誠）