具有寬頻帶的小型化雙頻分支線耦合器設計

郝曉慧,陳 明,薛智慧,程丹丹

(西安郵電大學 電子工程學院,陜西 西安 710121)

隨著無線技術的飛速發展,射頻微波集成電路已得到越來越廣泛的關注。分支線耦合器是微波集成電路的基本模塊,也是混頻器、調制器、倍頻器、放大器、功率分配器(高隔離)等微波元件的重要組成部分[1-2]。在這些微波器件中,耦合器主要起信號監測、信號注入、功率分配及合成等作用[3-5]。傳統分支線耦合器往往只能工作在單頻段。單一頻段的耦合器已不能支撐所有的通信系統,雙頻分支線耦合器[6-8]已成為當下的研究熱點之一,其中微帶耦合器受到了越來越多的關注。

設計雙頻分支線耦合器需要考慮的是帶寬和結構尺寸之間的權衡。文獻[1]采用在分支線耦合器上加階梯阻抗變換線的方法有效增加了工作帶寬,但是這種結構尺寸較大。文獻[9]在分支線耦合器上加交叉耦合線雖然解決了結構尺寸較大的問題,但四分之一波長分支線在奇次諧波下產生的雜散響應是不可避免的。在傳統分支線耦合器的一對傳輸線中間加載短截線[10],不但可以設計成寬帶雙頻特性,而且實現了結構的小型化,但當定向耦合器偏離中心頻率時,輸入駐波比和隔離度變差,耦合度也將產生頻偏。為了提高性能,在設計雙頻分支線耦合器時最常用的方法是添加分支線的數目[11]或引入雙頻傳輸線[12]。引入雙頻傳輸線設計雙頻分支線耦合器會導致耦合器的電性能下降,因而通過添加分支線的數目的方法來設計雙頻分支線耦合器是一個良好的選擇。

本文提出通過添加分支線的數目實現一個小尺寸的雙頻分支線耦合器。圖1是非對稱的交叉耦合分支線結構示意圖。從圖1可知,主線和分支線分別由阻抗為Z1、Z2,電長度為θ1、θ2的傳輸線構成,通過在傳統分支線內部加上阻抗為Z3,電長度為θ3、θ4、θ5、θ6的一組交叉分支線實現雙頻工作。通過這組非對稱交叉耦合支路,提高了結構的帶寬和自由度,同時,彎曲的傳輸線保證了其結構的緊湊性。

1 分析方法及主要參數

交叉耦合器可以看作是傳統耦合器內部交叉線無限擴展的一種特殊情況,可以通過奇偶模分析法對它進行分析[13]。奇偶模分析法的核心是解耦,它來自對稱與反對稱的思想。任意矩陣都可以分解為對稱和反對稱矩陣之和。定義兩種外部激勵:偶模激勵和基模激勵。偶模激勵是一種對稱激勵,基模激勵是一種反對稱激勵。偶模激勵和基模激勵這兩種特征激勵的物理意義分別是磁壁和電壁。

圖1 非對稱的交叉耦合分支線結構示意圖Fig.1 Schematic diagram of asymmetric cross-coupled branch lines

下面對定向耦合器的性能參數數進行定義。

直通參數(T):

耦合參數(C):

輸入駐波比VSWR:

隔離參數(I):

相位差(ΔP):

在工程技術方面習慣用阻抗特性Z0。在設計工程中,將耦合器的四個端口均匹配到特性阻抗50Ω,Z0O、Z0e分別為奇模特征阻抗和偶模特征阻抗。

在波段的中心頻率上θ=90°,電壓耦合系數K為:

得奇模特征阻抗和偶模特征阻抗分別為

2 結構描述

通過對參考文獻[9]的電路進行改進,提出了如圖2所示的分支線耦合器結構。本設計采用了厚度h=1 mm,介電常數εr=4.4,損耗角正切tanδ=0.02的環氧玻璃樹脂(FR4)作為介質基板。固定參數有w0=2.05 mm和d=0.62 mm,相對參數有w12=2w31+s12,w32=2w31+s11,l11=l4-4d2和l3=0.74(w0+w21)+3w31+s11+s31。

圖2 耦合器的幾何結構圖Fig.2 Geometry and parameterization of the coupler

3 設計方法

令Rf(x)和Rc(x)為高保真度模型和低保真度模型在x點處的響應。設計問題可以表述為最小化任務:

式中:U是標量目標函數;x*是待確定的最佳設計。為了確保設計過程的高效率,SBO過程取代直接求解式(10)。SBO過程是通過優化代理模型Rs(i)(x),生成一系列逼近x(i),i=1,2,…,x*,如式(11):

通過頻率調整和隱式空間映射校正函數Rc(x)構造代理模型Rs(i)(x)。

BLC的優化如式(12):

式中,設置閾值d=0.3 dB,懲罰因子β=5。

采用信賴域算法對耦合器進行微調。信賴域算法是求解非線性優化問題的一種數值方法。它是一種迭代算法,即從給定的初始解開始,通過逐步迭代不斷改進,直到得到滿意的近似最優解。其基本思想是將全局優化轉化為一系列簡單的局部優化問題。

4 結果和討論

圖1優化后的參數如表1所示。

表1 結構示意圖優化結果Tab.1 Optimization results of the schematic diagram

優化后的BLC耦合器結構參數值如表2所示。

通過Ansoft高頻結構仿真(HFSS)軟件進行仿真及優化設計,并利用網絡分析儀進行實測,得到分支線耦合器的S參數頻率特性曲線示于圖3和圖4中。從仿真和測量結果可以看出,分支線耦合器的各個端口均匹配。仿真結果與實測結果基本吻合良好,證明了設計的有效性。

表2 耦合器結構參數值Tab.2 Structure parameters of the coupler mm

圖3 分支線耦合器的仿真結果Fig.3 Simulation results of branch-line coupler

從仿真結果圖3可以看出,在中心頻率3.05 GHz和6.1 GHz處小于-20 dB的阻抗帶寬分別為2.9～3.1 GHz(6.5%),5.9～6.55 GHz(10.6%)。在兩個頻率處輸出端和耦合端的相位差分別為-86.6°和-90.5°。相位差滿足90°±5°的情況下,在中心頻率3.05 GHz處帶寬為2.9～3.28 GHz,它的相位帶寬為12.4%;在中心頻率6.1 GHz處帶寬為5.4～6.48 GHz,它的相位帶寬為17.7%。

圖4 分支線耦合器的測量結果Fig.4 Measurement results of branch-line coupler

為進一步驗證仿真結果,采用表2中耦合器的參數值對所設計的雙頻耦合器進行實物加工并測量,實物如圖5所示。

圖5 雙頻耦合器實物圖Fig.5 Physical view of DB coupler

從實物測量結果圖4可以看出,在中心頻率3.05 GHz和6.2 GHz小于-20 dB的阻抗帶寬分別為2.95～3.17 GHz(7.2%),5.94～6.54 GHz(9.7%)。與仿真結果相比頻率向右偏移0.1 GHz,帶寬減少了0.3 GHz。

在兩個頻率處相位差分別為-86.4°和-90.5°。相位差滿足90°±5°的情況下,在中心頻率3.05 GHz處帶寬為2.96～3.28 GHz,它的相位帶寬為10.5%;在中心頻率6.2 GHz處帶寬為5.5～6.45 GHz,它的相位帶寬為15.3%。

另外,中心頻率的回波損耗S11可以達到39 dB以上,隔離度S41在f0.1處為-23.2 dB,f0.2處為-21.7 dB。輸出S21和耦合S31均可達到-5 dB以上。

仿真結果和測量結果的具體對比見表3。由于耦合器的加工和測試所帶來的誤差,測量結果相對仿真結果出現偏差,但從整體來看兩者吻合較好。

表3 仿真結果與測量結果對比Tab.3 Results comparison between simulation and experiment

表4為本文所提出耦合器與已有的雙頻分支線耦合器的各項指標對比。由表4可知,本文所設計耦合器同時具有更寬的帶寬和更小的尺寸。這些優秀的指標使其可以應用于寬帶無線通信系統。

表4 所設計耦合器與已有的雙頻分支線耦合器的性能比較Tab.4 Performance comparison between designed and existing DB coupler

5 結論

本文設計了一種在傳統耦合器中間加非對稱交叉耦合分支線的雙頻耦合器,具有尺寸小和工作帶寬寬的優點。通過添加耦合分支線實現雙頻帶,交叉耦合分支線的不對稱性實現寬頻帶,耦合器采用彎曲的結構實現小型化。結果表明,中心頻率為f0.1,小于-20 dB的阻抗帶寬約為6.5%,相位帶寬約為12.4%。中心頻率為f0.2,小于-20 dB的阻抗帶寬約為10.6%,相位帶寬約為17.7%。面積僅為431.8 mm2。提出的耦合器結構滿足尺寸小、寬頻帶和雙頻帶的要求。該耦合器可以覆蓋于S波段、C波段和XC波段。