一種原邊反饋的反激轉換器設計

詹天文 張瑞偉 聶金銅 張穎超

摘 要：反激轉換器因其結構簡單、成本低等優點，廣泛應用于隔離式小功率電源中。采用TL431（或穩壓管）和光耦或增加變壓器繞組的反饋控制方式限制了反激轉換器體積的進一步減小。本文基于凌特公司（編者注：已被ADI收購）的LT8302設計了一個具有多模式控制、原邊反饋和同步整流的反激轉換器，輸入電壓范圍DC～18 ～ 32 V，輸出電壓DC50.1 V±，最大輸出電流2.5 A，外形尺寸（WL H××）為27 mm 27 mm 10 mm××。該轉換器具有結構簡單、體積小和效率高的特點。

關鍵詞：反激轉換器；原邊反饋；LT8302；同步整流

0 引言

隨著電力電子技術的不斷發展，開關電源因具有效率高、體積小、質量輕等優點被廣泛應用于各種電子設備[1-3]。在各種開關電源轉換器拓撲結構中，結構簡單、低成本的反激轉換器通常是隔離式小功率應用場合的首選電路拓撲。傳統反激轉換器一般采用TL431（或穩壓管）和隔離光耦配合，或增加一個變壓器繞組的次級反饋控制方式，具有穩壓精度高的優點[4-6]。但是，由于采用元件較多，這種反饋方式限制了傳統反激轉換器在對體積和成本有嚴格要求場合的應用。因此，為了進一步減小體積，降低成本，利用原邊反饋的反激變壓器受到了廣泛關注[7-9]。本文基于凌特公司的LT8302設計了一個多模式控制、原邊反饋和同步整流的反激轉換器，其輸入電壓范圍DC 18 ～ 32 V（），輸出電壓DC 50.1 V（）±，最大輸出電流2.5 A。該轉換器具有結構簡單、體積小和效率高的特點。

1 反激轉換器的反饋控制原理

反激轉換器拓撲的基本原理為：在開關導通時，輸入電能量轉換為磁能量經變壓器初級電感儲存在磁芯中，在開關關斷時，變壓器次級電感將儲存的磁能量轉換為電能量傳遞到輸出端。根據開關過程中變壓器所存儲的磁能量是否完全傳遞到輸出端，反激轉換器拓撲的工作模式可以分為電流斷續模式（DCM）和電流連續模式（CCM）[10-11]。控制電路通過檢測輸出狀態，調整開關導通與關斷時間，從而實現穩定的輸出。隔離反激轉換器的反饋控制技術可以分為原邊反饋和副邊反饋兩種方式。

1.1 副邊反饋技術

副邊反饋技術原理如圖1所示，通常采用光電耦合器和三端穩壓器TL431（或穩壓管）組合，將檢測到的輸出電壓反饋到原邊控制電路，進而控制原邊功率管的開關動作，實現輸出穩定的電壓。常用的UC384X和TOPSWITCH系列芯片均采用這種反饋控制方式，通過將取樣電壓轉換為光耦二極管側的電流，進而控制光耦三極管的導通程度，將輸出電壓反饋回控制芯片，控制開關管的開通與關斷。在這種控制方式中，光耦的響應時間和線性度直接影響到輸出電壓的穩壓精度。

1.2 原邊反饋技術

與副邊反饋技術直接取樣輸出電壓不同，原邊反饋反激轉換器直接通過變壓器的初級電感獲取輸出電壓?；驹硎窃陂_關管關斷時檢測開關管漏極電壓，從而取樣到輸出電壓。由于開關管關斷時的漏極電壓是由輸入電壓、輸出反激電壓和漏感尖峰電壓組成，直接處理有一定難度，常通過引入輔助繞組，檢測輔助繞組的電壓來取樣輸出電壓。其工作原理如圖2所示。

根據負載狀態的不同，LT8302可以控制反激轉換器在打嗝模式、斷續模式和準諧振邊界模式工作，以提高能量轉換效率。當負載電流大時，反激轉換器在準諧振邊界模式工作，芯片的邊界檢測器檢測到次級電流為0，且電壓諧振到谷值時導通內部開關M1。在這種模式下，開關頻率將隨著負載電流的增加而減小。隨著負載電流的減小，開關頻率將不斷增加，為了防止因開關頻率過高而引起的開關和驅動損耗增加，芯片將限制開關頻率最大為380 kHz，從而控制轉換器在斷續模式工作。當負載電流進一步減小，芯片將控制開關頻率進一步減小，最低可到12 kHz，從而控制轉換器在打嗝模式工作。

2 電路設計

基于LT8302的反激轉換器設計指標如表1所示。

在輸入電壓為額定24 V時，反激轉換器輸出波形如圖6所示，圖中（a）、（b）、（c）波形1分別為負載電流為0、1.5 A、2.5 A時開關管M1的DS電壓波形；波形2為對應負載電流下的輸出電壓紋波。從圖中可以看出，在對應負載電流下，反激轉換器分別在打嗝模式、斷續模式和準諧振邊界模式下工作，輸出電壓紋波峰-峰值最大為40 mV。圖6（d）為負載電流為2.5 A時，同步整流MOSFET的GS（波形1）和DS（波形2）波形。

分別測試了該轉換器在輸入電壓為18 V、24 V和32 V，負載電流分別在0.5 A、1 A、1.5 A、2 A、2.5 A時的能量轉換效率，然后擬合曲線，結果如圖7所示。在通常情況下，該轉換器的能量效率能夠達到80%以上。

4 結束語

本文基于LT8302設計了一個具有多模式控制、原邊反饋和同步整流的反激轉換器，其輸入電壓范圍DC 18 ～ 32 V（），輸出電壓DC 50.1 V（）±，最大輸出電流2.5 A。該轉換器具有結構簡單、體積小、效率高的特點。

參考文獻：

[1] 沙占友，王彥明，馬紅濤，等.開關電源優化設計[M].北京：中國電力出版社，2012.

[2] MANIKTALA S.精通開關電源設計[M].王志強，等，譯.北京：人民郵電出版社，2008.

[3]張純亞，何林，章治國.開關電源技術發展綜述[J].微電子學，2016， 46（2）：255-260.

[4] 劉武祥，金星，劉群.基于UC3842的反激式開關電源的控制環路設計[J].電子技術應用，2007，46（8）：163-165.

[5] PANOV Y， JOVANOVIC M M.Small-signal analysis and control design of isolated power supplies with optocoupler Feedback[J].IEEE Trans.Power Electron.，2005，20（4）：823-832.

[6] 龍偉華，徐軍，張俊偉，等.基于TOP245Y芯片的反激式多路開關電源設計[J].電測與儀表，2014，51（18）：80-84.

[7] ZHANG J，ZENG H，JIANG T.A primary-side control scheme for high-power-factor LED driver with TRIAC dimming capability[J].IEEE Transactions on Power Electron ics，2012，27（11）：4619-4629.

[8] WU C N，CHEN Y L，CHEN Y M.Primary-side peak current measurement strategy for high-precision constant output current control[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2015，30（2）：967-975.

[9] XU Y，CHANG C，BIAN B，et al.A high-precision constant current primary side controller with inductance compensation[C].Telecommunications Energy Conference， IEEE，2016.

[10] ABRAHAM I.PRESSMAN，BILLINGS K，et al.Switching Power Supply Design[M].3rd ed.USA：The McGraw-Hill Companies.2009.

[11] 孟建輝，劉文生.反激式變換器轉換器DCM與CCM模式的分析與比較[J].通信電源技術.2010，27（6）：34，35.

[12] Analog Device Corporation.LT8302 42VIN Micropower No-Opto Isolated Flyback Converter with 65V/3.6A Switch[EB/OL].USA：Linear Technology Corporation，2020，https：//www.analog.com/media/en/ technical-documentation/data-sheets/LT8302-8302-3. pdf.

[13] Analog Device Corporation.LT8309 SecondarySide Synchronous Rectifier Driver[EB/OL].USA：ANALOG DEVICES Corporation，2020，https：//www.analog.com/ media/en/technical-documentation/data-sheets/lt8309.pdf.