低交叉極化高隔離的雙極化天線

張 凱，李璐名，裴立力，李 莉，韓國瑞

(山西大學 物理電子工程學院，山西 太原 030006)

0 引 言

隨著現代無線通信系統的迅速發展，通信用戶的不斷增加，原有通信信道的容量壓力倍增，傳統基站天線已經無法滿足需求.雙極化天線作為極化分集技術的一種重要應用，可以有效對抗多徑衰落，提高頻譜利用率，增加通信系統容量，現已成為移動基站天線設計的重要方向.

提高天線端口間隔離和降低輻射交叉極化是雙極化天線設計中的兩個重要環節.近年來，針對提高隔離和降低交叉極化已經提出許多不同的設計方法.由于天線端口間的耦合電流是影響隔離度的主要因素，因此，降低耦合電流就可以提高天線的隔離度.文獻[1]利用枝節加載諧振器(SLR)作為濾波單元的方法，很好地抑制了端口間的耦合電流，實現了25 dB的端口隔離.文獻[2]通過引入雙倒E型附加耦合單元，提供新的耦合電流，并控制其幅度和相位與原來耦合電流相抵消，使天線雙端口之間的隔離度均大于30 dB.文獻[3]利用加載中和線的方式增加一條電流路徑對天線進行解耦，使中和線的電流和天線端口間的耦合電流等幅反相，相互抵消，從而降低了端口間的耦合，實現天線端口之間的高隔離.文獻[4]通過將方環形縫隙嵌入濾波電路，在天線每個端口各自產生一個二階帶通濾波響應，很好地抑制了兩個端口間的互擾，使天線兩個端口之間的隔離度大于25 dB.文獻[5]將3個諧振器和輻射貼片集成為濾波器，抑制了端口間的耦合電流，使天線端口的隔離度從29 dB提高到 35 dB.文獻[6]通過引入一個縫隙耦合的180°混合電路，很好地抑制了端口與饋電網絡阻抗不匹配引起的自干擾和天線端口之間的耦合，實現了端口間大于50 dB的隔離.另外，天線的交叉極化主要受極化電流分布的影響，因此，提高極化電流的正交性可以有效地降低交叉極化.文獻[7]在蝴蝶形貼片上嵌入對稱的T形縫隙，使貼片電流分布更加均勻，增強了線極化純度，減小了天線交叉極化，使交叉極化低于-40 dB.文獻[8]采用四路功分器平行饋電的方法，抑制了高階模產生的橫向電流，降低了交叉極化.文獻[9]和文獻[10]分別利用在貼片上加載弧形縫隙和H形縫隙的方法，增強了水平極化和垂直極化電流的正交性，從而降低了天線的交叉極化.

本文設計了一種應用于WLAN工作頻段的具有低交叉極化和高隔離度的雙極化天線.天線由1個方形輻射貼片，2個帶有發夾諧振器的饋電網絡和1個刻蝕H形縫隙的接地板組成.發夾諧振器和輻射貼片構成一個二階濾波天線用以展寬天線的帶寬.通過接地板上蝕刻H形縫隙降低天線端口間的耦合電流，改善天線兩個端口的隔離度.同時H形縫隙使得天線極化電流分布更加均勻對稱，增強了線極化純度，降低了天線交叉極化.

1 雙極化天線設計

1.1 天線結構

本文設計的具有低交叉極化和高隔離度的雙極化天線，其結構如圖1 所示.

圖1 寬帶雙極化天線結構圖Fig.1 Structure of broadband dual polarization antenna

天線由3層金屬和2層介質基板間隔層疊而成.2層介質基板均為FR4基板，介電常數為4.4，損耗角正切為 0.02，厚度為0.8 mm.方形貼片印刷在頂層介質板的上表面作為天線的輻射單元，如圖1(a)所示.圖1(b)為印刷在底層介質板下表面包含2個發夾型諧振器的饋電網絡.發夾諧振器和頂層貼片通過電容耦合的方式構成二階濾波電路，其中輻射貼片作為二階濾波器的最后一階諧振單元.通過實現兩個反射零點來達到展寬天線工作帶寬的目的.天線接地板位于兩層介質板的中間，其上蝕刻兩個正交放置的H形縫隙，如圖1(c)所示.H形縫隙一方面將底層饋電網絡的電磁能量耦合到頂層貼片，另一方面H形縫隙降低天線端口間的耦合電流，從而改善天線兩個端口的隔離度.經過仿真優化，天線的具體參數見表1.

表1 天線參數Tab.1 The parameters of antenna

1.2 隔離度的改善

H形縫隙的長度和相對位置關系對天線的性能有很大影響.圖2 所示為H形縫隙長度d1為3 mm, 4 mm和5 mm時，天線反射系數S22與頻率變化的曲線.

圖2 d1對S22的影響Fig.2 Effect of d1 on S22

由圖2 可知，H形縫隙的長度主要影響低頻反射零點的頻率，隨著d1的增大，低頻反射零點的頻率逐漸降低.d1=3 mm時，低頻反射零點與高頻反射零點重合，此時天線反射系數僅有一個零點.d1=5 mm時，低頻反射零點遠離高頻反射零點，但兩個零點之間的反射系數大于-10 dB，不滿足阻抗帶寬的要求.當d1=4 mm時，低頻反射零點和高頻反射零點構成二階的阻抗帶寬，其頻率范圍覆蓋2.4 GHz～2.484 GHz的WLAN頻段，滿足設計要求.

圖3 所示為兩個H形縫隙的間距d4為11 mm～14 mm時，天線端口間互耦S21與頻率變化的曲線.隨著d4由11 mm增大到13 mm時，S21逐漸從-28 dB減少到-38 dB；但當d4由13 mm變到14 mm時，S21反而從-38 dB增大到-36 dB.為使得天線端口間的耦合在工作頻段內盡量小，故選擇d4為13 mm.

圖3 d4對S21的影響Fig.3 Effect of d4 on S21

1.3 交叉極化的降低

圖4 所示為使用矩形縫隙和H形縫隙時，天線接地板上的電流分布.

圖4 接地板上表面電流分布Fig.4 Surface current distribution of ground

圖4(a)和(b)分別為端口1激勵時矩形縫隙和H形縫隙的接地板電流分布，可以看出使用矩形縫隙耦合時，端口1到端口2的耦合電流較強，而使用H形縫隙耦合時，電流主要分布在饋線位置，端口1和端口2之間幾乎沒有耦合電流.圖4(c)和圖4(d)分別為端口2激勵時矩形縫隙和H形縫隙的接地板電流分布，可以看出H形縫隙耦合時的電流分布相較于矩形縫隙明顯減弱.

天線水平和垂直極化電場的正交性會影響天線交叉極化大小.圖5 分別給出了矩形縫隙和H形縫隙耦合時，天線輻射貼片的電場分布.

圖5 天線貼片電場分布Fig.5 Electric field distribution of antenna patch

由圖5 可知，相比矩形縫隙耦合，采用H形縫隙耦合時，天線貼片上的電場分布更加均勻對稱，增強了天線的線極化純度，降低了天線的交叉極化.

2 仿真結果

圖6 所示為天線S參數的仿真結果，S11和S22分別為兩個端口輸入反射系數，S21為端口間的互耦，天線的隔離度為其倒數.由圖6 可知，端口1的-10 dB阻抗帶寬為2.4 GHz～2.5 GHz(相對帶寬4.16%)，端口2的-10 dB阻抗帶寬為 2.39 GHz～2.52 GHz(相對帶寬5.41%).在工作帶寬內，天線兩端口間的隔離度大于38 dB.

圖6 MIMO天線的S參數Fig.6 S-parameter of MIMO antenna

圖7 所示為天線的歸一化仿真輻射方向圖，天線兩個端口的輻射均呈現全向輻射.端口1工作時，天線交叉極化水平在E面和H面均低于-30 dB.端口2工作時，E面和H面的交叉極化水平均低于-28 dB.

圖7 天線輻射方向圖Fig.7 Radiation pattern of antenna

3 結 論

本文針對2.4 GHz的WLAN工作頻段設計了一種具有高隔離和低交叉極化的雙極化天線，在接地板上蝕刻H形縫隙減小了天線端口間的耦合電流，改善了端口隔離性能.H形縫隙使貼片電流分布更加均勻對稱，增強了線極化純度，減小了天線交叉極化水平.仿真結果顯示，端口1的-10 dB 阻抗帶寬為2.4 GHz～2.5 GHz(相對帶寬4.16%)，端口2的-10 dB阻抗帶寬為2.39 GHz～2.52 GHz(相對帶寬5.41%).天線兩端口的隔離度大于38 dB，端口1工作時E面和H面的交叉極化低于-30 dB，端口2工作時的交叉極化低于-28 dB.