一種Link16信號的檢測識別算法*

2021-02-25 04:18:08黃衛英

電訊技術 2021年2期

黃衛英

(中國西南電子技術研究所，成都 610036)

0 引言

Link16是一種海、陸、空三軍使用的大型綜合戰術數據鏈，用于美國及北約各國軍隊，20世紀90年代初正式裝載平臺，具有容量大、保密性好、抗干擾能力強、使用靈活、功能齊全等特點，主要用于戰場情報監視、電子戰、任務管理、武器協調、空中交通管制、相對導航以及語音加密等[1-2]。Link16數據鏈在現代信息化戰爭中發揮著愈發重要的作用，研究和掌握Link16信號的偵察處理技術對提高軍隊在現代信息化戰爭中的戰斗力具有重要意義[1,3]。

Link16信號的檢測識別是實現Link16信號偵察處理的基礎和關鍵。目前，國內高校及研究所正積極開展關于Link16信號的檢測識別相關研究：文獻[4]提出了基于多路并行通道接收機的多通道輻射計檢測法，該檢測方法對信號幅度有較強的適應能力，但存在硬件開銷大的問題；文獻[5]提出了一種延時相乘后分段相關處理檢測法，提高低信噪比下的檢測效果，但是該算法抹去了跳頻圖案所包含的信息，以致檢測到信號后無法繼續對Link16網絡中多個信號進行測向和分選；文獻[6]提出了一種基于譜圖時頻分析估計Link16跳頻信號參數的算法，但是Link16信號具有快速跳頻特點，譜圖時頻分析法能一次性分析的信號長度有限，可能無法滿足實時性的要求。因此，簡單、快速、資源開銷小的Link16信號檢測識別算法具有較高的工程應用價值。

本文借鑒雙滑動窗算法在突發信號檢測上的應用[7-9]，設計了一種基于雙滑動窗的自適應雙門限Link16信號檢測識別算法。該檢測識別算法具有計算簡單、實時性好、易于工程實現、檢測識別準確率高的特點。

1 算法設計原理

算法的基本處理思路如圖 1所示，采用4個通道的寬帶數字接收機接收Link16信號，輸出4路寬帶中頻數據，對中頻數據進行51路的窄帶預處理得到基帶數據，再對基帶數據進行Link16信號檢測識別，并記錄檢測到的信號相關參數。

圖1 Link16信號偵察處理框圖

1.1 中頻數據窄帶預處理

4通道寬帶接收機的每個通道接收機帶寬均為60 MHz，接收機射頻中心頻率控制在4個不同的頻點，實現對Link16信號跳頻頻點的全覆蓋，輸出中頻數據采樣率fs=192 MHz，中頻頻率fIF=140 MHz。假設每個通道的接收機射頻中心頻率用a表示，通道內覆蓋Link16頻點個數用b表示，覆蓋的Link16信號跳頻頻點用c表示，Link16信號跳頻頻點對應的中頻頻率用d表示，4個通道分別覆蓋的Link16信號頻點及該通道的接收機射頻中心頻率設置如表1所示。

表1 接收機的4個通道相關頻率表

預處理主要是完成4路寬帶中頻數據的基帶正交變換，得到51路基帶IQ數據。本文以Link16信號的51個跳頻點的任意1個頻點的預處理為例，說明預處理過程。假設某跳頻點信號為s[n]，對應的信號中頻頻率為fIF_sig，則s[n]的表達式可以寫為

s[n]=A[n]cos(2πfIF_sign/fs+φ[n]) 。

(1)

分別采用兩個正交本振信號cos(2πfIF_sign/fs)和sin(2πfIF_sign/fs)對s[n]進行混頻處理，得到兩路輸出：

(2)

sI[n]和sQ[n]經過積化和差三角變換，可以得到

(3)

對sI[n]和sQ[n]進行CIC濾波抽取、CIC補償濾波及低通濾波得到基帶的IQ數據sBI[n]和sBQ[n]：

(4)

圖2 Link16中頻數據預處理過程

1.2 基于雙滑動窗的自適應雙門限信號檢測識別

Link16信號檢測識別主要是對預處理后的51路基帶信號進行脈沖檢測，得到脈沖頻率編號(本文按照Link16信號的51個跳頻點從低到高依次編號為0～50)、脈沖到達時間、脈沖幅度、脈寬等參數，并對檢測到的脈沖進行脈內數據頻譜特征分析，然后綜合跳頻頻點特征、相鄰兩跳頻率間隔特征、脈寬特征和脈內頻譜特征是否符合Link16波形協議進行Link16信號識別。

基于雙滑動窗的自適應雙門限Link16信號檢測算法設置了兩個窗長度均為L的窗口A和B，分別計算落入窗口A和B的信號能量累積量EA和EB如下：

(5)

式中：a(n)是基帶IQ數據的模值，

(6)

N為基帶IQ數據長度。

定義r為窗口B和A的能量累積量的比值，即

(7)

窗口A和B在基帶信號模值a(n)上進行逐點滑動。當窗口A和B只包含噪聲時，比r(m)趨于恒定，當窗口B開始包含脈沖模值時，r(m)開始增大；當窗口B正好全部落入脈沖模值部分、窗口A只包含噪聲模值時，r(m)取得最大；之后r(m)開始減少，當窗口A和B只包含信號時，r(m)趨于恒定；當窗口B開始落入噪聲部分時，r(m)開始減小，當窗口B正好全部落入噪聲部分時，r(m)取得最小值，整個過程如圖 3所示。依據r(m)設定自適應的脈沖起始位置檢測門限值thr1和脈沖結束位置檢測門限thr2，對r值進行過門限檢測，則可以實現對脈沖信號的檢測及脈沖相關參數的測量。

圖3 基于雙滑動窗的Link16信號檢測示意圖

基于雙滑動窗的自適應雙門限Link16信號檢測識別算法的具體實現過程如下：

(1)計算輸入基帶IQ數據的模值，其可以表示為a(n),n=1,2,…,N。

(3)計算Link16脈沖檢測的自適應雙門限thr1和thr2。雙窗能量比值r(m)只與信號的信噪比有關，為了提高脈沖檢測門限對不同信噪比信號的適應性，根據r(m)自適應地計算雙門限thr1和thr2，脈沖起始位置檢測門限thr1取r(m)的最大值的0.3倍，脈沖結束位置門限thr2=1.3/thr1。

(4)按照上述門限thr1和thr2，對r(m)進行過門限檢測，并判斷測量脈寬是否在6～7 μs范圍內，如果成立則記錄該脈沖的脈沖頻率編號、脈沖到達時間、脈寬和脈沖幅度，不成立則進行舍棄。

(5)為了減少虛警，剔除上述檢測到的脈沖中脈沖幅值比最大脈沖幅值小10 dB以上的脈沖并對到達時間相差較小的脈沖進行合并。

(6)對檢測到的脈沖進行脈內頻譜特征分析：截取檢測到的脈沖的脈內數據進行平方譜運算，然后在平方譜的±2.5 MHz頻率位置左右一定范圍內搜索單頻譜線。另外，計算檢測到的脈沖相鄰兩跳頻率間隔絕對值。

(7)綜合上述分析得到的跳頻頻點特征、相鄰兩跳頻率間隔特征、脈寬特征和脈內頻譜特征是否符合Link16波形協議進行Link16信號識別。

2 算法仿真分析

為了驗證本文設計的Link16信號檢測識別算法的性能，采用Matlab對其進行仿真驗證。本文根據Link16通信協議和表 1的頻段劃分仿真模擬產生接收機輸出的4路寬帶中頻信號，中頻采樣率為192 MHz，中頻頻率為140 MHz，數據封裝結構為STSP(Standard Single Pulse)結構；脈沖傳輸方式采用單脈沖方式，脈沖周期為13 μs，脈沖寬度為6.4 μs；按照相鄰跳頻頻差在30 MHz以上的原則隨機產生跳頻圖案，信號中加入高斯白噪聲，信噪比設置為10 dB，共產生單個時隙258個脈沖。圖 4是生成的第1路寬帶中頻信號的一段時域波形圖。

圖4 第1路寬帶中頻信號時域波形圖

圖5是圖4所示的這段寬帶中頻數據針對969 MHz跳頻點進行預處理后的基帶IQ數據模值圖。由圖5可知，相鄰信道頻譜交疊而引入的鄰道干擾的脈內幅度波動比較大，而Link16脈沖信號脈內幅度平坦。進行基于滑動窗的脈沖檢測，雙窗能量比值r計算結果如圖6所示。從圖6可以看出，Link16脈沖信號位置的比值r符合圖3的理論分析，而鄰道干擾位置的r值在檢測到上升沿之后的恒定段波動大，因此所測量脈寬將遠小于6 μs。另外，圖6中還標出了噪聲干擾引起的過門限脈沖，通常所測的脈寬值也將遠小于6 μs，因此通過算法中的脈寬篩選條件可以剔除這些虛警。圖6中檢測到的脈沖信號的相關參數值如表2所示，包括頻點編號、脈沖起始點位置、脈沖幅度和脈沖寬度。從表2可知，所提檢測算法能夠有效地實現Link16脈沖信號的檢測。

圖5 預處理之后的基帶IQ數據模值

圖6 雙窗能量累積量的比值

表2 檢測到的脈沖參數記錄表

對51路基帶IQ數據均運用上述檢測算法，共檢測到時隙內256個脈沖，脈寬測量均值為6.443 μs，與Link16波形協議規定的6.4 μs脈寬值誤差僅為0.044 3 μs。圖7為不同信噪比下的一個時隙內Link16信號檢測脈寬測量均值。從圖7可知，信噪比在4～15 dB范圍內，最大的脈寬測量均值誤差絕對值Δt=0.155 3 μs。因此，在信噪比4～15 dB范圍內時，只要脈寬測量均值誤差絕對值小于Δt就可以認為其符合Link16信號的脈寬特征。

圖7 不同信噪比下的脈寬測量均值

選取上述檢測到的脈沖進行脈沖內頻譜特征分析，脈內數據的平方譜如圖8所示。從圖中可以看到，在平方譜的±2.5 MHz頻率處分別存在一根明顯的單頻譜線，這符合Link16信號在脈內采用碼速率為5 Msymbol/s的MSK調制的典型頻域特性。對檢測到的所有256個脈沖按脈沖到達時間排序后計算相鄰兩跳頻率間隔絕對值圖，可知相鄰兩跳頻率間隔絕對值都大于等于30 MHz，符合Link16信號的寬跳頻特征，圖 9為前100跳的相鄰兩跳頻率間隔絕對值圖，圖中虛線對應30 MHz。綜合上述分析得到的跳頻頻點特征、相鄰兩跳頻率間隔特征、脈寬特征和脈內頻譜特征，可以判定屬于Link16信號。