一種經皮無線供能系統

謝 岳， 沈鵬飛， 蔣曉麗

(中國計量大學 機電工程學院， 杭州 310018)

人工心臟是終末期心衰患者的重要治療方式，它能夠顯著提高心衰患者的生存率和生活質量[1].人工心臟通常采用拖纜供電方式，但拖纜會引起術后感染，并且長期使用時拖纜會發生斷裂，經皮無線供能(TET)技術能很好地解決拖纜供電存在的問題[2].經皮無線供能通過體外發射線圈和體內接收線圈之間傳輸電能[1,3].考慮到人體體內空間有限及人體胸腔組織厚度，體內線圈通常采用直徑小于70 mm的平面螺旋線圈，傳輸距離為10～15 mm[3].典型的人工心臟供電電壓為24 V，所需功率范圍為8～20 W，體內備用電源電池需10 W左右的充電功率，因此經皮無線供能系統通常需要提供30 W的總輸出功率[4-6].經皮無線供能系統有3種工作狀態，即外部電源同時為人工心臟供電和體內電池充電、外部電源只為人工心臟供電這兩種無線供電工作狀態，以及體內電池為人工心臟供電的體內有線供電工作狀態.

經皮無線供能系統發射回路的交流電源主要有E類功率放大器、推挽逆變器、自激振蕩型逆變器和全橋逆變器[3,7].全橋型逆變器雖然開關管數量多，驅動電路較為復雜，但其性能對器件參數依賴性較小，輸出功率大效率高[3].經皮無線供能系統接收電路的整流電路主要有倍壓整流器、倍流整流器、E類整流器和全橋整流器[8-9].倍壓整流器可以成倍地升高電壓，但整流器中的二極管需要承受的反向電壓較大[8].倍流整流器可以提高輸出電流，但電感的存在增大了整流器的體積[9].E類整流器只需一個二極管，但二極管的電壓和電流應力比上述整流器更大且設計復雜.全橋整流器的二極管電壓和電流應力小且設計簡單，因此較多采用[10].由于接收電路需植入體內，對發熱損耗要求非常嚴格，所以通常采用同步整流技術來降低整流器的損耗[3].此外，經皮無線供能系統的負載為電機和電池，因此希望系統輸出電壓能保持恒定，并且在負載及傳輸距離發生變化時輸出電壓恒定.通常可以通過調節發射回路DC/DC變換器的占空比來保持輸出電壓恒定[11].也可以改變發射回路交流電源的工作頻率實現恒壓控制[12].由于需要醫療檢測數據傳輸，植入式醫療設備通常都會帶有無線通信，所以恒壓控制中發射回路和接收回路的無線通信無需另外實現[4].

為保證人體組織不受熱損傷，希望經皮無線供能系統效率高損耗小.但是不同文獻給出的效率數據很難直接比較，因為存在不同的工作條件，并且效率的含義也有可能不相同，比如有的文獻僅給出了發射線圈與接收線圈之間無線電能的傳輸效率，而有的文獻給出的是從發射回路直流電源到接收回路直流輸出端口之間的整機效率[3-5, 9].對于經皮無線供能系統的整機效率，根據近期文獻數據整理結果表明，現有系統整機效率范圍為61%～89%[11].但這些效率指標通常是在某個傳輸距離及上限負荷條件下得到的，由于缺少傳輸距離和負載變化時的效率數據，系統總體工作效率得不到完整體現.

另一方面，經皮無線供能系統工作時會對人體產生危害，主要體現在熱效應和電激效應兩個方面：熱效應用單位質量人體組織吸收的能量值，即比吸收率(SAR)評估；電激效應用電場強度(E)評估[13].人體組織溫度達到41 ℃以上時，會導致組織熱損傷，危害人體健康[14].國際非電離輻射安全委員會(ICNIRP)電磁輻射設計導則、IEEE Std C95.1—2005標準規定了SAR和E等參數的評估標準，目前對于SAR的研究主要以仿真建模為主[15].通過對生物體內組織的電流密度和電場強度的仿真研究，可以分析經皮無線供能系統對人體組織產生的電激效應[13].

目前，國內外技術人員研究的經皮無線供能系統在性能和安全性等方面存在許多問題.文獻[14,16]中分別通過LCC-C補償網絡和參數優化提高了系統的傳輸效率，但系統輸出功率太小.文獻[9, 17]通過發射回路逆變器頻率或脈寬調制實現系統恒壓輸出，但未考慮優化效率.文獻[2]提出了一種四閉環控制系統，分別通過調節發射回路逆變器輸出電壓、工作頻率和補償電容控制系統輸出電流，并提高整機效率，不過沒有進行實驗驗證.文獻[18]將經皮能量傳輸系統放入豬體內，來驗證系統的熱安全性能，但是實驗難以區分熱量是由電路損耗產生還是由于生物組織吸收電磁場能量產生的.文獻[15]建立了人體電磁仿真模型，驗證了高頻電磁場產生的SAR低于限值，不過沒有研究溫升和電激效應.

此外，各類變換器及無線供能系統中廣泛采用的能量注入等控制方法能實現系統的恒壓輸出和效率提升，這些方法可以在經皮無線供能系統研究中借鑒，文獻[19]針對buck和boost工作模式下的變壓器隔離式雙有源橋式雙向DC-DC變換器，提出在重載、中載和輕載3個不同負載區間內分別采用連續脈沖方波、正負脈沖寬度調制波及能量注入方法提高運行效率，其中輕載時采用的能量注入方法通過間歇性輸出脈沖方波實現對輸出端電容的充電.文獻[20-21]提出了一種基于發射回路能量注入及自由諧振雙工作模式動態切換的控制方法，該方法通過系統輸出電壓的直接反饋來控制工作模式的切換，從而有效地完成對輸出電壓的控制，避免了無線供電非線性系統的復雜建模及控制設計.本文針對一種經皮無線供能系統進行研究，設計了基于能量注入的變頻恒壓控制方法，在負載變化時采用能量注入方法實現系統的等效重載高效率無線供能，同時利用系統電壓增益與工作頻率之間的單調性變化關系，在傳輸距離發生變化時通過變頻控制保持恒壓輸出.該系統采用全橋逆變器及全橋整流器，整流器采用同步整流技術，同步雙向DC/DC變換器實現體內電池的充放電.通過電路分析得到系統特性函數，并且分析了能量注入控制方法與系統輸出電壓紋波的數學關系，同時建立了基于STM32F103微處理器和氮化鎵半橋功率器件LMG5200的實驗系統，并得到了實驗結果.最后通過多物理場仿真軟件COMSOL建立了由皮膚層、脂肪層和肌肉層組成的人體組織模型，并進行了最大負荷下的人體組織安全性仿真研究，仿真結果表明各項數據均小于限值.

1 系統原理

1.1 原理分析

經皮無線供能系統電路如圖1所示，它主要由全橋逆變器、發射線圈、接收線圈、補償網絡、同步整流器、同步雙向DC/DC變換器和電池組成， 全橋逆變器由開關管Q1～Q4和二極管D1～D4構成，同步整流器由開關管Q5～Q8、二極管D5～D8和電容Co構成，同步雙向DC/DC變換器由開關管Q9和Q10、二極管D9和D10、電感Lb和電容Cb構成；L1、L2和M分別為發射線圈、接收線圈的自感以及兩線圈間的互感，r1和r2分別為發射線圈和接收線圈的電阻，C1和C2分別為發射回路和接收回路的補償電容，人工心臟和體內電池分別等效為電阻RL和Rb，Uin為直流電源電壓，U1和I1分別為全橋逆變器的輸出電壓和電流，U2、I2和Io分別為同步整流器的輸入電壓、輸入電流和輸出電流，Ub、Ib和Is分別為同步雙向DC/DC變換器電池側電壓、電流和非電池側電流，Uo為系統輸出電壓.由圖1可得：

(1)

圖1 經皮無線供能系統電路圖Fig.1 Circuit of wireless TET

式中：ω為工作角頻率；Re為整流器的等效輸入電阻.當電池不充電時Re=8RL/π2，充電時Re為

(2)

式中：d1為同步雙向DC/DC變換器的占空比.根據式(1)可以分別得到系統電壓增益GV、電流增益GI和傳輸效率η：

ωMRe{[r1(r2+Re)+(ωM)2-X1X2]2+

(3)

(4)

(5)

式中：

X1=ωL1-1/(ωC1)
X2=ωL2-1/(ωC2)

發射回路輸入阻抗Zin為

(6)

1.2 變頻恒壓和效率優化方法分析

根據式(3)～(5)可以得到如圖2所示的無線供能系統的特性曲線圖(f為工作頻率)，特性曲線計算采用體內外平面螺旋線圈直徑70 mm，傳輸距離10～15 mm，人工心臟功率5～20 W，電池充電功率10 W，諧振頻率160 kHz的經皮無線供能系統典型技術指標[3].

該系統的輸入及輸出電壓分別設定為20 V和24 V，即電壓增益GV=1.2.當傳輸距離變化引起互感M變化，以及負載從5 W到30 W變化時，輸出電壓需保持恒定.從圖2(a)可見，在諧振頻率左右兩個區域電壓增益與工作頻率之間呈單調遞增或遞減關系，因此可以通過變頻實現GV=1.2的恒壓控制.當工作頻率大于諧振頻率時,根據式(6)可得發射回路輸入阻抗Zin的相角大于0，此時逆變器可工作在軟開關狀態.并且從圖2(b)可見，傳輸效率隨工作頻率增加而增大，因此選擇右邊區域進行變頻恒壓控制.另一方面，從圖2(b)可見，負載越大傳輸效率越高，當工作頻率大于180 kHz、負載30 W且傳輸距離10～15 mm變化時傳輸效率可達93%以上，且效率曲線平坦.因此采用能量注入法進行無線電能傳輸，即以最大功率30 W進行間歇性的無線電能傳輸，通過調節能量注入占空比來匹配不同的負載.圖2(c)所示為30 W負載下的電壓增益GV和電流增益GI隨工作頻率變化的曲線圖，從兩條實線的電壓增益GV曲線可見，GV=1.2時的工作頻率范圍在185～190 kHz之間.兩條虛線的電流增益GI曲線表明，GI的變化范圍為0.55～0.8之間，因此發射回路電流I1的變化范圍較小.此外，如圖3所示，在30 W負載及選定工作頻率范圍內發射回路的補償電容C1和發射線圈的端電壓均不超過75 V，接收回路的補償電容C2和接收線圈的端電壓均不超過50 V.

圖2 系統特性曲線圖Fig.2 Curves of system characteristics

圖3 線圈及電容電壓曲線圖Fig.3 Voltage curves of capacitances and coils

1.3 能量注入的變頻恒壓控制方法

當負載為30 W時，系統高效率運行，這里采用能量注入技術來控制整流器的等效輸入電阻，使系統只在負載為30 W時無線傳輸電能.能量注入波形如圖4所示，其中T為逆變器工作周期，d2為能量注入占空比，Tc為能量注入控制周期.系統存在兩種運行模式：模式 I 中，開關管對Q1和Q4、Q2和Q3交替導通，U1超前于I1，逆變器工作于軟開關狀態，此時，由其向負載供能同時為電容Co充電，輸出電壓持續上升，系統處于能量注入狀態；模式 II 中，開關管Q1～Q4全部關斷，逆變器不為負載供能，此時主要由電容Co為負載供能，輸出電壓持續下降，系統處于能量耗散狀態.在模式 I 中系統負載為30 W，模式 II 中系統不傳遞電能.

圖4 能量注入的變頻恒壓控制波形圖Fig.4 Wave diagram of energy injection variable frequency constant voltage control

理想情況下輸入功率P為

(7)

(8)

(9)

由式(9)中可以看出，系統的輸出電壓紋波僅與模式 II 持續時間和時間常數ReCo有關，模式 II 持續時間越短，時間常數ReCo越大，輸出電壓紋波越小.但是實際工作時，d2和Re會隨工作條件的變化而變化，無法確定.因此，可以通過設置控制周期Tc和電容Co來滿足輸出電壓紋波的要求.圖5為ΔUo隨等效輸入電阻變化的紋波系數曲線圖，其中圖5(a)為控制周期Tc固定時不同電容Co下的曲線，圖5(b)為電容Co固定時不同控制周期Tc下的曲線，從圖中可以看出，電容Co越大，控制周期Tc越小，輸出電壓紋波越小.但是電容Co的增大會導致系統體積的增大，而控制周期Tc越小則單個控制周期內可供通斷控制的逆變器工作周期數Tcω/(2π)越小.因此，在滿足輸出電壓紋波需求的情況下，應盡量減小電容Co并選擇較大的控制周期Tc.

圖6為能量注入變頻恒壓控制方法的程序流程圖，由圖中可見，該方法首先通過電壓和電流傳感器檢測得到系統的輸出電壓Uo和電流Io，然后將信息通過無線通信反饋至發射回路微處理器，同時監測Uin，計算得到能量注入占空比d2和電壓增益GV，利用定時器調節d2，若GV大于期望電壓增益1.2，則按預設的調節值增大工作頻率f，反之則減小f.通過以上方法，可以實現系統的效率優化和恒壓輸出.

圖5 輸出電壓紋波系數圖Fig.5 Coefficient of output voltage ripple

圖6 程序流程圖Fig.6 Program flowchart

圖7 實驗系統圖Fig.7 Experimental system

2 實驗驗證

為了對圖1所示的經皮無線供能系統進行可行性驗證及性能測試，搭建了如圖7所示的發射回路和接收回路均采用STM32F103微處理器的實驗系統，其中逆變器和同步雙向DC/DC變換器由3個氮化鎵半橋功率器件LMG5200構成，LMG5200由兩個具有15 mΩ超低導通電阻的GaNFET及其驅動芯片組成，同步整流器由兩塊CEM6088L芯片及同步整流驅動芯片STSR30構成，CEM6088L芯片中MOSFET的低導通電阻為18 mΩ，D1～D4及D9、D10采用型號為SR260的肖特基二極管，D5～D8采用型號為SS34的肖特基二極管，體內電池選用4節3.7 V/1 300 mA的鋰電池，發射線圈和接收線圈均為28匝、直徑69 mm的平面螺旋線圈，線圈由300股0.04 mm的利茲線繞制而成，系統諧振頻率為160 kHz，雙向DC/DC變換器工作頻率為40 kHz，電源直流電壓20 V，系統的其他物理參數如表1所示.根據式(9)，在滿足輸出電壓紋波小于±2%的要求下，選擇電容Co為220 μF，控制周期Tc為0.2 ms，為簡化實驗，采用線性隔離光耦HCNR200代替無線通信反饋信號.

表1 系統物理參數Tab.1 Physical parameters of system

圖8所示為基于能量注入變頻恒壓控制方法的無線供能系統的實驗波形，圖8(a)為傳輸距離15 mm、20 W和5 W人工心臟負荷條件下系統的輸出電壓Uo和同步整流器輸出電流Io波形，圖8(b)為傳輸距離10 mm、30 W最大負荷(20 W人工心臟負荷加上10 W體內電池充電負荷)和20 W人工心臟負荷條件下的Uo和Io波形.在對體內電池充電時同步雙向DC/DC變換器運行在同步Buck電路工作模式，通過控制占空比實現對電池的恒流恒壓充電.由圖8(a)和圖8(b)可見，在人工心臟最大和最小負荷、不同的傳輸距離及電池充電狀態下，系統都能有效地輸出24 V的期望電壓，同時在負荷發生變化時輸出電壓能在10 ms內快速回歸到期望值.由圖1及圖8(b)可見，在最大負荷30 W時電流Io包含了20 W人工心臟負荷電流和同步雙向DC/DC變換器在同步Buck運行狀態下的充電電流Ib.圖8(c)所示為傳輸距離為10 mm、負載20 W時能量注入控制方式下全橋逆變器的輸出電壓U1和電流I1的波形圖，此時能量注入占空比為0.64.圖8(d)所示為同步整流器開關管漏源極電壓UDS及其驅動信號USR波形，當UDS變低(二極管導通)時USR馬上升高，開關管導通實現同步整流；當UDS變高之前USR變為低電平，使開關管關斷以防止同步整流器上下橋臂直通.圖8(e)所示為同步整流電路的二極管電流ID波形以及與該二極管并聯的功率開關管電流IDS波形，可見在正弦半波導通的過程中，當二極管導通時開關管導通，半波導通即將完成時開關管關斷而二極管續流，符合圖8(d)中的驅動邏輯.圖8(f)和8(g)所示為傳輸距離10 mm、負載25 W(15 W人工心臟負荷加上10 W體內電池充電負荷)以及傳輸距離15 mm、負載15 W時系統輸出電壓紋波波形，由圖可見，在不同傳輸距離、負荷和電池充電狀態下紋波均小于±2%，滿足實驗要求，驗證了理論的有效性.圖8(h)和8(i)所示分別為雙向DC/DC變換器電池側在10 W電池充電(體外無線供電)和20 W電池放電(體內有線供電)時4個工作周期的端口電流和電壓波形.圖8(j)所示為雙向DC/DC變換器非電池側在20 W和5 W放電(體內有線供電)時的端口電壓和電流波形.由以上圖可見，同步雙向DC/DC變換器能夠為體內電池提供較穩定的充電電壓和電流，同時能為人工心臟負載提供24 V的期望電壓，并且在負載發生跳變時，輸出電壓能夠在短時間內快速回歸期望值.

圖9所示為不同傳輸距離和負載情況下，系統控制參數的理論值和實驗值的對比圖.由圖可見，能量注入占空比與輸出功率呈正比，當負載變化時，調節能量注入占空比，使系統保持在30 W負載下以高效率傳輸能量，工作頻率基本不變；由圖2(a)及圖9(a)可見，當傳輸距離變化時，系統電壓增益特性改變，因此需調節工作頻率使輸出電壓恒定.逆變器和同步整流器開關管上存在壓降，因此實際工作頻率小于理論值.另外，發射線圈和接收線圈可能存在較小的徑向偏移，但徑向偏移與線圈軸向距離變化對系統特性的影響是一致的，均表現為線圈互感變化對系統特性的影響，限于篇幅本文不作研究.

圖8 經皮無線供能系統實驗波形Fig.8 Experimental waveforms of wireless TET system

圖9 控制參數曲線圖Fig.9 Curve of control parameter

圖10所示為不同傳輸距離下無線供電以及體內電池有線供電時整機效率隨負荷變化的曲線圖，圖中實線代表采用能量注入變頻恒壓控制方法，虛線代表采用變頻恒壓控制方法.由圖可見，無線供電時整機效率隨負荷的增大而提高，30 W負荷下15 mm和10 mm傳輸距離時整機效率分別達到83%和90%左右，此時體外逆變器、體內同步整流電路、雙向DC/DC變換器、發射線圈和接收線圈均損耗一定的能量.而體內電池有線供電時只有同步雙向DC/DC變換器損耗能量，所以供電效率很高，最大效率可以達到95%以上.在整個負載變化范圍內，采用能量注入變頻恒壓控制方法時的整機效率能基本保持恒定，且能量注入變頻恒壓控制方法明顯優于變頻恒壓控制方法，特別是在低負荷區域，5 W負荷和15 mm傳輸距離時整機效率提升了25%.

3 人體組織安全性仿真實驗

經皮無線供能系統工作時發射線圈和接收線圈會產生高頻電磁場，它對人體組織帶來的危害主要體現在熱效應和電激效應兩個方面，熱效應可以用單位質量人體組織吸收的能量值SAR評估，電激效應用電場強度E評估，且SAR=σ|E|2/ρ，其中σ和ρ分別為人體組織的電導率和密度.由國際非電離輻射安全委員會(ICNIRP)制定的電磁輻射設計導則可知，160～200 kHz范圍內E和SAR的限值分別為21.6 V/m和2 W/kg.圖11所示為利用多物理場仿真軟件COMSOL建立的人體組織模型，該模型由皮膚層、脂肪層和肌肉層組成，發射線圈緊貼皮膚表面，接收線圈平行放置在距離發射線圈10 mm的脂肪層，各層組織的介電常數ε、電導率σ和密度ρ如表2所示[13,22].

圖11顯示了人體組織電場強度分布仿真結果，此時系統負載功率設定為30 W.由圖可見，皮膚層、脂肪層和肌肉層中的最大電場強度分別為13.8 V/m、12.5 V/m和8.9 V/m，其中最大電場強度出現在發射線圈下方的皮膚層.通過E計算可以得到皮膚層、脂肪層和肌肉層中SAR最大值分別為16.9 mW/kg、7.5 mW/kg和27.2 mW/kg.仿真結果表明由該經皮無線供能系統產生的高頻電磁場對人體組織的危害處于安全范圍之內.

圖11 人體組織電場強度分布圖Fig.11 Electric field intensity distribution of human tissue

高頻電磁場的熱效應和線圈發熱會導致人體組織溫度升高，當人體局部組織達到41 ℃時，會導致組織熱損傷.利用上述人體組織模型和Pennes熱傳遞模型進行人體組織溫升的仿真研究，圖12所示為仿真30 min后溫度達到穩定時人體組織的溫度分布結果，仿真過程中設定人體溫度為37 ℃，空氣溫度為30 ℃，經皮無線供能系統負載為30 W.由圖可見，皮膚層、脂肪層和肌肉層中的最大溫度值分別為38.8 ℃、37.9 ℃和37.5 ℃，人體組織各處溫度均小于41 ℃，且都留有一定的安全裕量.

圖12 人體組織溫度分布圖Fig.12 Temperature distribution of human tissue

4 結語

TET技術解決了纜線供電時的傷口感染問題，提升了患者的生活質量.本文研究的經皮無線供能系統主要由逆變器、耦合線圈、同步整流器、同步雙向DC/DC變換器和體內電池組成，該系統可由體外電源無線供電，也可以由體內電池直接供電.基于電路理論分析得到了系統的電壓增益、電流增益和傳輸效率函數，并據此進行能量注入變頻恒壓控制，使得系統效率高及輸出電壓在傳輸距離和負荷變化時保持恒定.搭建了實驗系統，發射回路和接收回路均采用STM32f103C8T6微處理器和LMG5200等超低導通電阻功率器件，實驗結果驗證了在不同傳輸距離和負荷條件下系統能實現無線恒壓供電，整機效率達到83%以上，體內電池有線供電時最大效率達到95%.利用多物理場仿真軟件COMSOL建立了由皮膚層、脂肪層和肌肉層組成的人體組織模型，在此基礎上進行了人體組織安全性仿真研究，仿真結果表明在最大負荷條件下，高頻電磁場在人體組織內產生的最大電場強度和SAR分別為13.8 V/m和27.2 mW/kg，最高溫度為38.8 ℃.