寬帶射頻接收通道的設計與實現*

周偉中，王晶晶，吳治霖

（深圳市網聯安瑞網絡科技有限公司，廣東 深圳 518026）

0 引言

目前，很多通信系統都使用了寬帶接收機用于接收各種電磁信號。面對不同系統的不同要求，可選擇各種原理的接收機，包括零中頻接收機、超外差接收機、低中頻接收機以及數字中頻接收機等。阿姆斯特朗于1918年提出超外差接收機原理，到現在依然有很多接收機應用超外差結構構建接收機，被認為是一種指標高、性能可靠的接收機原理。超外差接收機是利用幾次變頻的原理，將接收到的射頻信號與本振信號進行混頻而產生一個低中頻信號，便于AD芯片對其進行采樣轉變為數字信號處理[1]。超外差結構的接收機的缺點在于由于存在鏡像頻率，且鏡像頻率會與本振甚至中頻混頻產生組合頻點干擾，通常需要Q值較高的濾波器用于濾去鏡像頻率干擾。

1 接收機的原理

1.1 接收機設計指標要求

本文的寬帶接收機使用的是超外差原理，工作頻率覆蓋200～3 000 MHz，覆蓋4個倍頻程，靈敏度達到-90 dBm，中頻帶寬60 MHz，動態范圍達到90 dB，可以實現在寬頻帶內接收各種信號。

1.2 接收機指標分析及系統設計

此接收機靈敏度要求為-90 dBm。接收機靈敏度定義為：在可以接受的誤碼率情況下，接收機射頻輸入端所能接收到的最低信號功率。它與幾個系數有關，公式為[2]：

式中，P為靈敏度功率；NF為噪聲系數；B為帶寬；SNR為信噪比。從式（1）可以看出，靈敏度取決于噪聲系數、中頻帶寬以及信噪比等參數。設計指標中規定中頻帶寬為60 MHz，所以接收機靈敏度主要取決于噪聲系數。

噪聲系數F是接收機輸入信號與輸出信號的比值，反映了信噪比的惡化程度，公式為：

當有多個系統級聯的時候，總的噪聲系數公式如下[3]：

式中，Fn和Gn分別是n級系統的噪聲系數和增益。可以看出，前端系統的噪聲系數對整個系統噪聲系數影響是最大的。為了提高系統的靈敏度，達到項目指標要求，接收機系統設計如圖1所示。

圖1 接收機系統設計

該接收機由兩個模塊組成，分別是前段放大模塊和接收變頻模塊。整個接收通道由前端放大模塊和接收變頻模塊兩個模塊構成。天線接收到的射頻信號通過前段放大模塊首先進入限幅器，經過限幅后的信號通過定制濾波器送到射頻放大器后再經過可調衰減進入接收變頻模塊。信號在接收頻模塊中先與一本振LO1混頻產生一中頻（4 000 MHz），然后經過濾波放大后再與固定本振LO2（3 860 MHz）混頻，產生140 MHz的低中頻信號輸出給數字處理模塊。

2 接收機電路設計及實現

2.1 前段放大模塊的電路設計及實現

因為接收通道對靈敏度要求較高，覆蓋頻域寬，所以前端放大模塊的指標很重要。前端放大模塊的噪聲系數對系統的噪聲系數影響最大，所以前段模塊不僅要有足夠大的增益，還要考慮噪聲系數、線性度等各種指標。

在設計和器件選型中，遵循以下要求：

（1）濾波器矩形系數低，帶內衰減小，平坦度高；

（2）放大器線性度高，在高增益下無自激現象；

（3）在屏蔽腔體設計中，注意腔體空間設計，避免信號泄露及自身諧振的產生。

通過以上考慮，把初選濾波器組指標設計如下[4]。

（1）濾波通道1：通帶200～550 MHz；50 dB阻帶0～140 MHz、620～3 000 MHz；

（2）濾波通道2：通帶490～1 630 MHz；50 dB阻帶0～300 MHz、1 800～3 000 MHz；

（3）濾波通道3：通帶1 570～3 000 MHz；50 dB阻帶0～1 100 MHz、3.5～6 GHz；

（4）通帶插入損耗≤3.5 dB（全溫）；

（5）帶內波動≤1 dB；

（6）駐波≤1.7；

（7）工作電源+5 V。

濾波器封裝如圖2所示。其中，距離單位為毫米。

為保證接收機在200～3 000 MHz內的技術指標，提高其動態范圍，把前端濾波器劃分成三段組成一個濾波器組，控制電平通過C1、C2控制引腳選通濾波器1/2/3，信號通過濾波器進入下一級放大器中。

圖2 濾波器封裝示意

放大器選擇TriQuint公司的TQP3M9028低噪聲固定增益放大器，工作頻率覆蓋50～4 000 MHz，Output IP3達到+40 dBm，固定增益14.7 dB，具體指標如表1所示[5]。利用ADS仿真軟件對電路進行S參數仿真，電路圖及仿真結果如圖3和圖4所示。

由仿真結果可見，該電路在使用頻帶內增益穩定，對帶外信號濾波效果明顯，符合設計要求。

射頻信號通過射頻放大器后輸入數字衰減器，然后再通過寬帶射頻高增益放大器輸出給下一級接收變頻模塊。設計的PCB電路圖如圖5所示。

表1 低噪聲放大器指標

圖3 ADS2017版仿真電路圖及仿真結果

圖4 S電路仿真

圖5 前端放大模塊PCB實現

每張放大模塊有3個相同的通道，可以同時對3路信號進行濾波放大，控制IO信號和電源通過右上角H2A110FMDC接插件輸入板卡。數字控制信號輸入后，通過FPGA芯片控制通道衰減量和濾波器的通道選擇。

2.2 接收變頻模塊的電路設計及實現

通過前段放大模塊的信號經射頻線纜輸入至接收變頻模塊進行下變頻，設計框圖如圖6所示。

中頻頻段的中心頻率為140 MHz、瞬時帶寬為60 MHz，射頻接收頻段最低到225 MHz，與中頻帶寬相鄰近，加上對靈敏度和高增益的要求，采用直接的數字信號處理無法直接實現。此外，寬頻帶、大動態范圍的設計要求也有很大難度。因此，從電子元器件到系統的寬帶化設計成為射頻前端電路模塊的重要問題。本設計基于二次變頻結構的寬帶射頻前端電路系統設計方案，降低了系統設計復雜度，提高了系統設計的靈活性。采用升變頻的設計思路，首先將寬帶射頻信號上變頻至一個合適的高頻頻段，然后將其下變頻至系統需要的140 MHz中頻頻段進行處理，以將原本鄰近的射頻頻段和中頻頻段進行有效分離。實現后印制板布線圖如圖7所示。

圖6 接收變頻模塊原理設計

圖7 接收變頻模塊PCB實現

本項目選擇一中頻為4 000 MHz，射頻信號通過混頻器與頻率源輸出的第一本振信號LO1進行混頻。產生的中頻信號經過一級數字可調衰減器后，通過中心頻率為4 000 MHz的濾波器，對鏡像頻點進行第一次濾波。此濾波器的性能指標直接決定了對鏡像頻率的抑制效果，選用了定制的高頻帶通濾波器，指標如表2所示。

可以看出，在偏離中心頻率250 MHz的通帶外，此濾波器可以在常溫下提供高達50 dB的高抑制。

進過一級濾波的信號再經過射頻放大器后進入第二級同樣的濾波器，對鏡像頻率進行第二次濾波。結果可見，經過兩次濾波的信號完全可以滿足對鏡像信號dB抑制的指標。信號經過兩次放大后會進行第二次混頻，與頻率源產生的第二本振信號LO2（3 860 MHz）進行混頻，產生140 MHz下變頻中頻信號。中頻信號通過寬帶中頻濾波器，濾除混頻后的信號。此濾波器有著140 MHz、1 dB帶寬≥66 MHz、插損≤2 dB、帶內駐波≤1.5、矩形系數（K40/1即40 dB帶寬除以1 dB帶寬）≤2.2、帶內紋波動≤0.5 dB的指標，能很好地濾除通帶外的雜散信號。

表2 定制高頻帶通濾波器的相關指標

3 結語

此設計經過項目驗收達到了指標要求，且用戶使用后反饋其性能穩定，達到了用戶要求，可為寬帶接收機設計提供參考。