基于MDPCM調制技術的水下LED光通信系統研究

陳嬌嬌，李鴻林

哈爾濱工程大學信息與通信工程學院，黑龍江 哈爾濱 150001

隨著社會經濟和科技的高速發展和進步，人類在水下探索活動逐漸增多。在水下機器人和蛙人作業、無人潛航器(UUV)移動觀測、軍用潛艇通信、沉船打撈和飛機失事搜索以及水下傳感網絡等領域，對高速大容量實時安全的數據傳輸需求日益增加。由于海水在450～550 nm的藍綠光波段是海水的“透光窗口”，因此藍綠光波段在海水中的穿透能力較強，損耗最低。與傳統的水聲通信相比，水下無線光通信(underwater wireless optical communication，UWOC)具有安全性高、可靠性強、頻帶寬、傳輸速率快、低延時和低功耗以及低成本等優勢，具有很大的發展前景[1]。相比于激光二極管(LD)，發光二極管(LED)光具有發散的性質，通信系統無需精確對準；LED的熱阻較低，因此可以發出較高的光功率；而且LED更便宜。因此基于LED的UWOC具有小型化、短距離數據傳輸和廣泛應用的潛力，成為了目前水下通信領域的重點和熱點[2-4]。

目前水下無線光通信(FSO)領域中常見的強度調制/直接檢測(IM/DD)的調制方式有：開關鍵控(OOK)、脈沖位置調制(PPM)和數字脈沖間隔調制(DPIM)等。OOK帶寬利用率高且實現簡單，但是功率利用率較低；雖然PPM提高了功率利用率，但是接收端需要嚴格的位同步和幀同步才能實現解調，這增加了系統實現的難度，而在光通信中的多徑效應會導致脈沖展寬，找不到幀頭；相比于OOK和PPM而言，DPIM提高了功率利用率，解調也不需要同步，但是該調制技術對帶寬的要求同樣很高[5-6]。

綜合考慮帶寬利用率、功率利用率和數據傳輸速率等方面，本文提出了一種在帶寬受限情況下更適合水下傳輸的多進制數字脈沖周期調制(M-ary digital pulse cycle modulation, MDPCM)，該技術具有較強的抗碼間干擾的能力，有效地解決了多徑問題，保護了時隙，接收端通過高速時鐘實現解調，不需要進行同步，實現相對簡單[7-9]。設計并實現一款基于藍光LED的水下無線光通信系統，并對該系統進行水下性能測試。

1 水下可見光通信系統

該水下無線光通信系統設計比較簡單，主要包括發射機、水下無線信道和接收機這3部分，系統的整體設計框圖如圖1所示。發射端主要包含通信接口模塊、現場可編程邏輯門陣列(field programmable gate array，FPGA)模塊、電源模塊、LED驅動電路以及LED光源陣列；接收端主要包含電源模塊、光電探測和信號處理模塊、FPGA模塊和接口模塊。其中，信號處理模塊由流壓轉換電路、放大電路和帶通濾波電路以及整形電路組成。

圖1 水下無線光通信系統整體設計框圖

為了降低數據傳輸的誤碼率，首先將上位機通過通信接口傳輸的數據在FPGA上進行里德所羅門(RS)編碼，增強系統抗干擾以及糾錯的能力；然后再將編碼后的數據打包加上幀頭，進行調制，將調制后的輸出脈沖信號送入LED陣列驅動電路；通過光源驅動電路將調制后的脈沖信號放大到能夠驅動發射光源，通過控制光源的亮滅來傳輸信息；最后光信號通過聚光透鏡準直，轉換為發射角極小的光束發射出去。光束通過水下無線信道后，抵達接收端系統。

在接收端，光電探測器將檢測到的光束信號轉換為微弱的電流信號，經過流壓轉換電路將微弱的電流信號轉換為更方便處理的電壓信號，再經過主放大電路對電壓信號進行放大，通過濾波電路濾除掉通帶外的噪聲，最后通過整形電路將放大后的交流信號整形為FPGA可識別的信號；整形后的信號在FPGA內部進行軟件濾波、同步解調和解碼；最后將信息通過通信接口傳回PC機。

2 MDPCM調制體制

2.1 MDPCM調制結構

MDPCM調制的實現是通過改變信息中各符號所對應的二進制脈沖的周期，將多進制數映射為周期不同的二進制脈沖；每一個數據都是以高電平開始，通過高速時鐘對兩個相脈沖之間的時隙進行計數實現解調。將輸入的二進制數據按每個符號bbit進行分組，構建一個M=2b(b>1 &b∈N+)的M進制系統。假設第i(i=1,2,…,M)個符號是mi， 相應MDPCM調制波形的周期是Ti，則對應的計算公式為[7-8]：

式中，n是M進制系統數據中的碼元，n=1,2,…,M-1；ts是2個相鄰碼元的MDPCM調制波形之間的時間分辨間隔；tb是MDPCM調制的基本波形持續時間，由高電平持續時間tH和低電平續時間tL組成，即tb=tH+tL。

由圖2可知符號mi對應的MDPCM調制表達式：

式中參數需要滿足以下關系：tH≥1/1.1B；tL≥1/1.1B；ts>2T IE且ts=α·T0/2M，其中B=Rb/2是帶寬，TIE是時間間隔誤差[9]，T0是基本信號周期，α是與進制數M和時鐘有關的調制因子，一般情況下α不大于0.01。由于TIE很小，所以ts也很小，這就提高了MDPCM調制的頻帶利用率。由于MDPCM調制中tL存在，有保護時隙的功能，減弱了ISI的影響。因不同的通信環境和需求，參數tH、tL和ts需要適當的調整，這些參數的取值將決定MDPCM調制的數據傳輸效率和帶寬利用率。

圖2 mi 對應的MDPCM調制波形示意

將數據流“00011011”按每個符號2 bit可分為以下4組：00、01、10、11；當符號與n之間是自然二進制映射時，這4個符號經過OOK、PPM、MDPIM和MDPCM這4種調制方式后的映射關系和結構示意圖分別如表1所示[10]，表中的Δ代表的是MDPCM調制中的ts。

表1 OOK、PPM、MDPIM和MDPCM調制的映射關系

假設M進制數據出現概率是一樣，周期為Ts的碼元能量為W0。M-OOK調制的平均發送功率為PM-OOK=W0/2Ts，則M-DPCM調制的平均發送功率為

常見調制方式的歸一化發射功率如圖3所示。

圖3 不同調制方式的歸一化帶寬利用

由圖3可知，這4種調制方式中OOK和DPCM所需的發射功率都比較高且隨著比特數b的增加基本保持不變；PPM和DPIM的發射功率雖然隨著比特數的增加而降低了，但是其他相應性能也隨功率的降低而降低了。雖然MDPCM需要的發射功率較大，我們可以使用LED陣列實現大功率傳輸信息。

帶寬利用率r就是某種調制體制所傳輸的比特數R與對應的帶寬B之比。則MDPCM調制的帶寬利用率表達式為

式中 α=ts/(tH+tL)， 一般情況下tH=tL。常見調制方式的歸一化帶寬利用率如圖4所示。

圖4 不同調制方式的歸一化帶寬利用

由圖4可知，存在一個最大進制數M，當大于這個進制數時，MDPCM的帶寬利用率僅低于OOK調制，MDPCM的帶寬利用率隨進制數M的增大而降低；使得小于該進制數M時，MDPCM的帶寬利用率比其他3種調制方式的要高很多，因此MDPCM調制方式的最大數據傳輸速率明顯高于其他3種調制，且在一定范圍內隨著M的增大而增大。但是MDPCM調制的最大傳輸速率還與α有關，即與時間分辨間隔ts的 寬窄有關，ts越窄，則該調制的最大傳輸速率就越大。

由于FSO系統的帶寬受限于光源的響應速度W0，因此該系統的最大傳輸速率可等效于光源的響應速度W0與采用的各個調制體制帶寬利用率的乘積。通過分析可知，在帶寬受限的系統中，可通過MDPCM調制提高系統的數據傳輸速率；在固定帶寬的系統中，當系統傳輸速率一定時，相比于其他3種調制方式，MDPCM調制對光源的響應速度的要求更低一些。

2.2 MDPCM調制的FPGA實現

MDPCM調制是MDPIM的一種衍生，通過改變各符號所對應的二進制脈沖的周期實現調制。為了能在接收端找到每幀數據的起始位置，在發送端固定數量數據幀前插入同步幀頭，插入的幀頭盡量避開所傳輸的信息。本文在每15個數據幀前集中插入一個97FD的幀頭，構成一個超幀，然后再調制。

假設需要調制的信息以二進制比特流輸入FPGA，首先需要將比特流串并轉換為M進制的數據，在15個數據幀前插入同步幀頭構成超幀，再通過MDPCM調制的將超幀映射成周期不同的二進制脈沖，每一個數據起始都是高電平，每幀數據調制完成后加上一個高脈沖作為停止位。由于MDPCM調制后的長度不固定，所以調制每幀數據的時間也不相同；如果采用時鐘控制調制，即每幀數據采用相同的時間實現調制，就會導致漏碼。可以通過RAM或者FIFO等的緩存來解決周期不固定導致的問題，而本系統采用了FIFO緩存待調制數據來解決漏碼的問題。MDPCM的調制結構如圖5所示。

圖5 MDPCM調制結構圖

將PC機上的數據傳輸到FPGA電路板上，首先在FPGA上進行串并轉換，將8位二進制轉換為4位二進制數；再將十六進制字符進行RS(15，5)編碼，RS(15，5)在短碼和中等碼長中的糾錯性能最好；然后在編碼后的15個字符前加上同步幀頭，構成超幀；最后將其進行MDPCM調制；調制后的脈沖信號輸出到LED陣列的驅動電路上，通過控制LED燈的亮滅實現信息的傳輸。當調制頻率設置為200 kHz時，其對應的SignalTap輸出結果如圖6所示。

圖6 發射端的SignalTap輸出結果

圖6中的data_in是通過串口輸入FPGA的數據波形；rsin是待編碼的數據；rsout是RS編碼的結果；mdpcm_out是MDPCM調制的結果。圖6中的第一組字符放大后如圖7所示。

圖7 發射端的輸出結果部分放大

2.3 MDPCM解調的FPGA實現

解調就是將接收端光電探測器檢測到的信號，經過信號處理電路后送入FPGA進行調制的逆過程，恢復出原始數據。

通過幀同步可獲得每幀數據的使能信號wrreq和每個數據幀的起始位置qd，通過高速時鐘對信號qd的周期進行采樣計數，根據最大似然概率準則對計數值所在的區域進行判決，從而獲得解調后的數據，恢復出基帶信號。最大似然概率判決準則表達式為。最大似然判決準則區域圖形表示如圖8。由圖8可獲得具體的數學判決表達式：

圖8 判決準則

解調出的數據mi可表示為

該系統采用高速時鐘計數解調，每個解調出的數據對應的時鐘數目是一個范圍，而不是一個固定的數，即使相差幾個時鐘，計數值仍在這個范圍內，對解調沒有影響。若采用與發射端頻率相同的時鐘解調的，即便相差一個時鐘都會導致解調錯誤。采用高速時鐘解調確保了解調的準確性。根據MDPCM的解調原理，可畫出MDPCM解調的流程圖如圖9所示。

圖9 MDPCM解調流程

當MDPCM的調制頻率為200 kHz時，數據經過調制后的MOS管柵極處的信號波形(示波器通道1)與整形電路的輸出信號波形(示波器通道2)如圖10所示。由圖可知，收發兩端信號波形相差了180°，為了處理數據方便，輸入FPGA的信號首先進行一個反相處理。

圖10 整形電路的輸出信號波形

將整形后的信號送入FPGA，在FPGA內首先進行軟件濾波器濾除掉較小的尖峰脈沖，其次通過同步找到每幀數據的起始位，然后進行MDPCM解調和RS解碼，恢復出原始數據，最后傳回PC機。接收端FPGA頂層模塊的設計實現后，其對應的SignalTap輸出結果如圖11所示。

圖11 接收端的SignalTap輸出結果

圖11中的mdpcm_in是信號送入FPGA后經過反相處理后的輸出結果；tong是幀同步后找到的每幀數據的起始位置；dedpcm_out是解調后的結果；sink_out是RS解碼的輸入數據；num_err_sym是用來標識待解碼碼字中的符號錯誤個數；rsout是RS解碼后的結果；將信息位從rsout中提取出來，通過串口傳回PC機，rs232_tx是向串口發送的數據。將圖10中黑色框中的部分放大，如圖12所示。

圖12 接收端的輸出結果的部分放大

3 實驗與實驗數據分析

將預先設計好的水下藍光LED通信系統硬件平臺搭建好，在長×寬×高為1.55 m×0.4 m×0.6 m的實驗水箱中注入0.2 m深的自來水，向這0.124 m3的水中逐漸添加一定質量的氫氧化鋁和氫氧化鎂[11]的混合物并攪拌均勻，增加水體的渾濁度，模擬水中的懸浮顆粒。將發射端光源置于水箱的一側，接收端置于水箱的另一側，實際通信距離約1.5 m。不同渾濁度的水質和不同調制頻率情況下的誤碼率測試結果表2所示。

表2 不同渾濁度和調制頻率的誤碼率

由表2可知，當調制頻率小于等于200 kHz的時候，水質的渾濁度的增加到40.32 g/m3時，也能實現無誤碼的通信。調制頻率大于300 kHz的時候，當調制頻率一定時，隨著水質渾濁度的增加，誤碼率越來越大；當水質的渾濁度一定時，隨著調制頻率的增大，誤碼率也越來越大；甚至出現丟幀的情況，這是主要是由于懸浮顆粒的散射導致的部分相鄰脈沖的周期發生改變，導致最終解調出錯。

4 結論

本文介紹了MDPCM調制體制的結構，通過對OOK、PPM、DPIM和MDPCM這幾種調制方式發射功率、帶寬利用率和傳輸速率等方面性能的研究可知，在帶寬受限系統中，MDPCM調制以犧牲功率為代價，提高了帶寬利用率，但是MDPCM調制的功率利用率高于OOK的；而且在相同帶寬下能大量的提高數據傳輸速率。在接收端采用高速時鐘對MDPCM進行解調，每個解調出的數據對應的時鐘數目是一個范圍，而不是一個固定的數，有效的解決了多徑引發的脈沖展寬問題，保護了時隙，不需要進行同步，實現相對簡單。通過搭建了水下藍光LED的通信系統平臺對水下性能進行測試，實驗結果表明調制頻率和水質的渾濁度都會影響通信的誤碼率，隨著調制頻率和渾濁度的增大，誤碼率也越來越大。采用該MDPCM調制技術的水下藍光LED通信系統具有可行性，且調制系統比較穩定，實現相對簡單。由于傳輸速率越大，誤碼率越高，因此在實際的通信系統中，我們需要權衡一下發射功率、帶寬利用率、傳輸速率和誤碼率等，選擇在某種環境下最適合通信的調制方式和調制頻率。