15V- 45W 寬電壓輸入逆變電源研制

謝俊偉 俞先鋒

(浙江水利水電學院 電氣工程學院,浙江 杭州310018)

根據文獻[1-2]介紹,近幾年,離網的自用光伏發電裝置開始普及,與蓄電池等儲能裝置結合則可具有很高的經濟價值,在許多農村地區開始使用。為了使電力電子裝置能在光伏發電裝置中得到更好應用,即更好地適應光伏直流發電電壓變化范圍較大的特點[3],本文設計一種寬電壓輸入逆變電源。為了能更安全實現裝置實驗,本文用15V/45W 低電壓小功率輸出、寬電壓輸入逆變電源設計樣機。該電源樣機主要由寬電壓輸入(10V 到32V)DC-DC 變換器和逆變器等組成,采用基于LT8705 為控制核心設計DC-DC 變換器,基于STM32 單片機為控制核心采用數字化SPWM 調制,并通過電壓電流雙閉環控制設計逆變器。

1 DC-DC 變換器設計

常見的基本DC-DC 變換器有Buck 電路、Zeta 電路等六種,能夠實現升壓或降壓的功能,但是使用這些分立元件構成的電路不僅可靠性低且需要一路單獨的控制器進行PWM 控制,硬件成本比較高。另外,輸入電壓在達到與輸出電壓22V 一致時存在過渡區間,使得軟件實現比較復雜。所以,采用內部集成了Buck-Boost 電路的LT8705 芯片作為解決方案,它的各項參數和典型應用電路如表1 以及圖1 所示,同時,內置了雙閉環反饋控制使得輸出穩定性大大提高,也免去了電路設計和編程的麻煩。

表1 LT8705 參數

根據文獻[4],使用時需要計算采樣電阻和濾波電感,采用電阻依據式(1)和(2)計算。

采樣電阻阻值要小于上述兩式計算所得的值,考慮到電氣元件的選擇要留有裕量,本次設計中采樣電阻阻值為7mΩ。

濾波電感依據式(3)計算。

圖1 LT8705 典型應用電路

根據式(3)計算所得電感值為0.6μH,實際取10μH。

2 逆變器設計

2.1 設計方案

根據主電路拓撲結構不同逆變器可以分為全橋逆變、半橋逆變、多電平逆變[5]等。如文獻[6][7]所述,半橋逆變器死區時間影響比較大,電源利用率低,不適用于低電壓場合,而單端式和推挽式逆變電路通常需要接變壓器,硬件成本高且復雜,通常應用于大功率場合。多電平逆變需要用到大量電容器來換取輸出的精度,且控制算法復雜,如文獻[8]中采用基于時間窗的算法來提高控制精度。綜上所示,本次逆變器設計選擇全橋逆變電路。

2.2 逆變器控制設計

逆變器控制的目標是當負載出現變化或是直流電源側出現波動時,能夠迅速有效的將輸出電壓電流穩定到目標值。工業上,采用單環PI 反饋控制最為常見,它能夠在系統穩定的前提下實現輸出電壓的無靜差,消除負載擾動對穩態輸出電壓的影響。但是,這種控制方式在逆變器接電動機負載或者是大電感負載時,電流響應往往比較慢。鑒于此,本逆變器采用電壓電流雙閉環反饋控制。

電壓電流雙閉環反饋控制框圖如圖2 所示,外環為電壓環,內環為電流環。將輸出端的電壓有效值和給定電壓有效值比較后送入PI 調節器,其輸出作為內環的給定值,將檢測到的負載電流有效值與內環給定值比較后再經過一個PI 控制器運算輸出送SPWM 調制器。

圖2 電壓電流雙閉環反饋

通常,在直流側電壓裕度足夠的前提下,輸出有效值大小和SPWM 的調制度成正比。因此,雙閉環控制器的輸出進行限幅后與開環狀態下標準輸出值所對應的調制度相乘以達到調整輸出幅度的作用。

在Matlab2019b 中利用Simulink 對所選擇的逆變器設計方案進行仿真。首先進行主電路開環仿真,利用50Hz 正弦波和10kHz 三角波進行比較產生SPWM 調制波并通過非門生成兩路互補的SPWM 調制波輸入到開關管。參考實際元器件的參數,將MOS 管仿真參數中的導通電阻設置為1e-6,其余為0。將輸出端濾波器截止頻率設置為1kHz,負載為6Ω。

仿真結果如表2 所示,輸出波形總諧波畸變比較低,說明濾波器能夠較好的濾除高頻諧波。另外,輸出電壓幅值接近于電源電壓,說明電源利用率比較高,如表2。

根據文獻[9],如圖3 所示的雙閉環控制仿真模型利用Memory 模塊和零階保持器來模擬單片機程序控制過程。在workspace 中,自動辨識逆變器的傳遞函數,并根據手動設置的相位裕量和幅值裕量自動整定Z 域中PI 參數并編入分段增量式PI 控制器傳函來避免系統剛上電時的零初始狀態造成的誤判。

表2 仿真輸出波形數據

用示波器觀察采用雙閉環反饋后的輸出波形,如圖4 所示。從圖中可以看出仿真結果比較不理想,波形存在一定畸變和抖動,但是仿真與實際系統還是有較大的差距,比如說單片機在處理數據時采用定點計算而仿真中則采用浮點計算,實際元器件存在損耗和電磁場干擾等。需要在實際系統中進一步調試。

2.3 逆變器電路設計

全橋逆變電路設計如圖5 所示,開關管采用頻率較高,導通電阻較低的MOS 管IRF540?？紤]到MOS 管的門極和源極之間有二氧化硅絕緣層,會形成等效電容,使得開關信號脈沖容易擊穿開關管。因此,并聯一個10K 電阻起到緩沖作用,同時柵極端串接一個低值電阻(如10 歐姆),可以減輕寄生震蕩,如圖5。

驅動電路采用IR2104 驅動芯片,與IRF540 開關管是經典組合,方案成熟,且自帶約300 納秒死區時間,無需軟件中再設置,可靠性高。

3 軟件設計

采用STM32 作為逆變器主控芯片,主要負責實現逆變器反饋控制算法,兩路互補SPWM 波的輸出以及人機交互的實現。程序運行流程如圖6 所示。

4 系統測試

根據前面的設計制作了樣機,將集成式Buck-Boost DC-DC直流變換器和全橋逆變器實際電路連接構成樣機電路進行系統測試。

4.1 直流變換器測試

對直流變換器進行單獨測試,接不同大小的電阻負載并改變輸入電壓幅值,用萬用表測其輸出電壓幅值,部分結果如表3所示。從表中數據可以看出,當輸入電壓發生變化時其輸出可以保持基本不變,且其輸出功率能夠滿足設計要求,從而可以驗證該直流變換器可以很好地適應光伏直流發電輸出電壓范圍變化較大的特點。

4.2 整體測試

將直流變換器和逆變器通過直流母線連接,并在母線上并聯一個100μF 電容進一步穩定直流側電壓并減少紋波。逆變器輸出端接不同負載,用示波器觀察其波形。在負載較輕或開路情況下輸出波形比較完美,有輕微的交越失真現象,這是開關管存在死區時間導致的,可以通過縮小死區時間來改善。當負載加重時,輸出波形毛刺多,高頻諧波多,推斷是濾波器電感出現了磁飽和,導致部分高頻分量沒有被濾除,可通過更換電感磁芯來解決?？傮w來看,完成了逆變電源的基本要求,在負載較輕時能夠有效輸出質量較好的正弦波電壓。

4.3 電源效率

逆變電源測試電源效率部分結果如表4 所示。

5 結論

圖3 雙閉環控制仿真模型

圖4 雙閉環控制下的輸出波形

圖5 主電路原理圖

圖6 程序流程圖

本文所設計的寬電壓輸入逆變電源主要由寬電壓輸入DCDC 變換器和逆變器等組成。樣機設計采用基于LT8705 為控制核心的寬電壓輸入集成Buck-Boost DC-DC 變換器,實現了輸入為10 到32v,輸出為22v 的直流穩壓電源。基于STM32 單片機為控制核心采用數字化SPWM 調制,并通過電壓電流雙閉環控制設計了全橋逆變器,逆變器輸出電壓幅值為21v,頻率為50Hz。在MATLAB 的Simulink 中對逆變器方案進行仿真測試,結果表明該逆變器控制方法有較好的可行性。對制作的逆變電源實物進行測試,前端DC-DC 變換器的性能較突出,電能轉換效率能夠達90%以上,直流母線紋波含量在20mv 以下,能很好地適應光伏直流發電特點。后端逆變器在輕負載情況下輸出基本穩定,經測試電能轉換效率能保持90%以上,總諧波失真在負載合適的情況下能夠控制在10%以下。裝置整體電源效率在90%左右,說明該電源具有較好的性能。

表3 直流變換器帶負載測試結果

表4 電源效率測試效果