基于 MOSFET的小功率雙向變換DC-DC變換器設計

謝 馳，孫幸臨，劉 影

(1.四川大學錦城學院智能制造學院，四川成都 611731;2.電子科技大學機械與電氣工程學院，四川成都 611731)

0 引言

DC-DC變換器是指將一固定直流電壓轉變為另一固定直流電壓的轉換器[1].DC/DC變換器大致可以分為三類：升壓型DC/DC變換器(Boost變換器)、降壓型DC/DC變換器(Buck變換器)以及升降壓型DC/DC轉換器(Boost-Buck變換器)[2-3]. DC-DC變換器是一種能高效實現直流到直流功率變換的集成混合功率器件，主要應用了高頻功率變換技術，也就是將直流電壓通過功率開關轉換成高頻開關電壓.常用的調制方式有：PFM調制方式(脈沖頻率調制方式)，PWM調制方式(脈沖寬度調制方式)和調頻調寬混合調制[4-5].

PWM調制方式是定頻調寬控制方式，這種控制方法是保持斬波周期T不變，只改變斬波器的導通時間Ton.特點是：斬波器的基本頻率固定，所以濾除高次諧波的濾波器設計比較容易.PFM調制方式是定寬調頻控制方式，這種控制方式是保持導通時間Ton不變，而改變斬波周期T.特點是斬波回路和控制電路簡單，只有頻率是變化的.PWM調制方式濾波和控制都十分容易，紋波電壓小，且開關頻率固定，所以噪聲濾波器設計比較容易，消除噪聲也較簡單[6-7].在本文設計中，選擇使用PWM調制方式來進行對DC-DC變換器的控制.

1 電路設計

本文設計DC-DC變換的拓撲結構，實現電池的充放電自動切換控制，通過對雙向DC-DC變換器工作原理進行研究，實現對電池的充放電自動切換控制的電路設計，要求如下：輸入電壓24 V，輸出電壓12 V，充放電切換響應時間不大于100 ms.設計總體框圖如圖1所示.

圖1 設計總體框圖Fig.1 The overall design diagram

雙向DC/DC變換電路采用Busk-Boost變換器拓撲結構如圖2所示.

圖2是一個Buck-Boost變換器，它由2個全控型器件S1和S2控制.在這個電路中，S1和Diode2組成了降壓斬波電路，由電源向電池供電，S2和Diode1組成了升壓斬波電路，由電池向電源反饋電能.二者不會同時工作，如果S1和S2同時導通，將會使電源短路，進而損壞器件.其中Buck變換器拓撲結構如圖3所示.

圖2 Buck-Boost變換器拓撲結構Fig.2 The topology of Buck-boost converter圖3 Buck變換器拓撲結構Fig.3 The topology of Buck converter

圖3是一個Buck變換器，它由一個全控型器件S控制，當S導通時，電源Vs向負載供電，負載電壓Uo=Vs，負載電流將按照指數曲線上升.當S關斷時，負載電流通過二極管Diode續流，負載電壓Uo近似等于0，負載電流將按照指數曲線下降.在一個周期T完成時，S將再次導通，并且重復上述過程.負載電壓的平均值可以用下式表示：

(1)

式(1)中，ton稱作通態時間，toff稱作關斷時間，T是開關周期，α稱作占空比.Boost變換器拓撲結構如圖4所示.

圖4 Boost變換器拓撲結構Fig.4 The topology of Boost converter

圖4是一個Boost變換器，當開關管S導通時，電源Vs向電感L充電，充電電流恒定，同時，電容C向電阻R供電，輸出電壓也是恒定的.當S關斷時，Vs和L一起向電容C充電，并且給電阻R供能.輸出電壓Uo可以由下述公式表示：

(2)

式(2)中β稱作升壓比.因此，我們只要能夠控制S1和S2的通斷的電路，并且設計好L、R、C等相應參數，并利用Buck-Boost變換器的模型便可以設計出滿足設計要求的實際電路.在這里選用無極性MOSFET管代替傳統的續流二極管，這樣做有利于電感不會存在斷續模式，有利于實現響應時間小于100 ms的技術要求.實際電路模型圖如圖5所示.

圖5 實際設計電路Fig.5 The real design circuit

在圖5中，當MOSFET S1導通 MOSFET S2關斷時，上述電路是一個降壓電路(Buck電路)，實現了由24 V的Vs1向Vs2進行供能，此時，Vs2可以更換為負載，以實現實際功能.而當MOSFET S1關斷 MOSFET S2 導通時，上述電路是一個升壓電路(Boost電路)，實現了由12 V的Vs2向Vs1的供能，此時，Vs1可以更換為負載，以實現實際功能.這樣也就實現雙向DC-DC變換器的要求.

2 相關參數的計算與元件選擇

2.1 控制電路設計

控制電路實際由檢測電路和MSP430單片機控制，并選擇INA270用于檢測芯片.INA270芯片是電壓輸出并聯電流監視器，具有-16 V到80 V的寬泛輸入范圍，滿足設計的測量需要，并且，還能通過兩端間的濾波器保護輸出端，增加了實際設計電路的可靠性和穩定性.INA270的輸入電壓為VRs和輸出電壓Uo之間的關系是：

U0=K×VRs

(3)

經過仿真可以得出K的值在20左右.計算電流的公式如下：

(4)

在上述公式中，Rs在實際電路中已經確定，K的值在20左右，可以取20，Uo的值可以通過微控制器處獲得，用Rs兩端的電壓值除以Rs的阻值便可以得到流過Rs的電流值.INA270的輸入阻抗遠大于Rs的電阻值，并且二者是串聯關系，所以可以認為測量的電流值實際就是流過負載的電流值.所以，只要得出Uo的值便可以得出相應的電流值.

2.2 電容、電感值確定

由于本電路的輸入端與輸出端對偶，并且需要接入濾波電容來過濾掉開關的紋波電壓，所以，這個電容應該盡量大一些，經過在MATLAB/Simulink上的模擬，并用大小不一的電容C進行測試后本文選擇使用4 700 μF的電容.電感的計算可以按照以下的公式來計算：

(5)

在仿真中根據Buck電路和Boost電路的設計可以得知Ui分別為24 V和12 V，輸出電流是可以控制的量，在這里Imax是1A，功率為24 W和12 W，基本滿足小功率變換器的要求，仿真中L為95 μH.

3 仿真分析

圖6是采用IGBT構建的DC/DC仿真電路的模型，其中L的值為95 μH，R2為1 Ω，左側DC為24 V，右側DC為12 V，設置的脈沖信號起始值0，在0.5 s后變為1，1 s后再變為0，如此往復，用以表示上面的IGBT由關斷變為導通，而PULSE1的起始值是1，在0.5 s后變為0，1 s后再變為0，如此往復，用以表示下方的IGBT由導通變為關斷.這樣，一開始是一個Boost電路，1 s后再變成一個Buck電路，2 s后再變為一個Boost電路，如此往復.

圖6 IGBT仿真電路圖Fig.6 The diagram of IGBT artificial circuit

仿真結果如圖7所示.圖7(a)表示了在1 s時開關管發生了通斷變化，電路模式由Buck變換轉變成了Boost變換，由圖7(a)所示，得出在Buck-Boost變換下，電壓值在輸入端為24 V(在仿真系統內設定)，得到

圖7 IGBT構建DC/DC模型Fig.7 DC/DC model by IGBT

輸出端的電壓為-12 V，可以得出Buck-Boost變換成功.圖7(b)同樣也說明逆向可行，得到的數值也在-24V左右，但是仿真所得的結果在很大的空間內發生了波動，是一個不穩定的電壓值，這不是我們希望得到的結果.

使用了MOSFET代替了二極管和IGBT模型，如圖8所示.MOSFET電路簡單，同樣也減少了二極管對電路帶來的影響，使得電壓值是一個相對穩定的值，是一個接近于理想電壓模型的電壓值，給實際應用中減少影響.同樣，輸入端設定為24 V來觀測輸出端的相關數據.使用階躍信號來控制MOSFET的關斷以實現Buck-Boost的轉換，波形如圖9所示.

圖8 MOSFET構建DC/DC模型Fig.8 DC / DC model by MOSFET

圖9 MOSFET構建DC/DC模型Fig.9 DC/DC model by MOSFET

由圖9(a)可以得出，在S1通電時，輸出端電平立刻來到了12 V左右，經過放大，由圖9(c)可以看出，轉換時間在約0.117附近，基本滿足所要求設計的轉換時間在100 ms左右的要求，同樣對圖9(b)的波形輸出端最終得到了22 V左右的結果，和24 V的結果接近，基本符合設計需要.同樣我們可以看出所得波形的上下浮動不明顯，基本在0.1 V以內，是一個比較理想的情況，比使用IGBT設計的雙向DC-DC電路所得的結果來的穩定的多，所以更應采用實際設計的模型進行設計.

4 總結

本文以雙向可逆DC-DC變換器為研究背景，主要對其拓撲結構、仿真電路與實際結構進行了研究，使用了MATLAB/Simulink工具進行仿真，并且對實際電路進行了設計.在仿真條件下，探討了兩種不同的雙向可逆DC-DC變換器的工作情況，并且對實際電路模型進行了選擇.發現以IGBT和二極管構建的傳統雙向可逆DC-DC變換器產生的實際電壓是有波動的，而使用MOSFET進行設計的雙向可逆DC-DC變換器則可以大大降低這個波動，產生一個比較理想的電壓值.在仿真中使用了脈沖信號和階躍信號為例，實現PWM控制，即控制MOSFET和IGBT的通斷情況，并且觀測他們的實際運行情況.未來將在本文研究基礎上，探究傳統IGBT和二極管模型下的雙向可逆DC-DC變換器波形波動的原因，并且對MOSFET模型下的雙向可逆DC-DC變換器進行改動，使得變換時間能夠更短，得到的波形能夠更加理想.