基于LLC的高效率開關電源設計

于 廣，申 華，劉 龍，王 偉

(大連東軟信息學院，遼寧大連 116023)

隨著電子儀器設備朝著小型化、高功率密度、高效率、高可靠性、綠色化方向發展，輕、薄、小等成為衡量儀器設備是否先進的重要標志。設計高功率、高效率的開關電源是電源變換器研究的重要內容[1]。

儲能元件尺寸制約著變換器小型化。在變換器中應用高頻電路，可以選用小尺寸儲能元件(變壓器和濾波器)，可以提高變換器功率密度和減小其體積。提高開關頻率會增加開關耗能降低轉換效率。軟開關技術能有效降低開關耗能和減少開關自身產生電磁干擾(EMI，Electromagnetic Interference)，可以破解頻率提高時開關效率降低和功率密度提高之間的矛盾[2]。

1 設計方案

樣機規格：

輸入電壓為交流AC，50 Hz，90～264 V；

輸出電壓為直流DC，(19.5±0.975)V；

輸出功率為90 W；

滿載效率大于89%；

額定功率因數大于0.99；

輸入電流諧波滿足IEC61000-3-2。

90 W 開關電源采用Boost 拓撲結構的功率因數校正(PFC，power factor correction)電路，加LLC 諧振變換器兩級式結構。前級PFC 對輸入電流進行整形以減少電流諧波并輸出穩定直流電壓[3]。LLC 諧振變換器實現DC/DC 變換和隔離，采用同步整流提高轉換效率。變換器系統框圖見圖1。

圖1 變換器系統框圖

LLC 諧振變換器做電源變換器的核心拓撲，實現高頻下軟開關，控制芯片用高壓諧振控制器L6599[4]。

前級采用升壓有源功率因數校正電路(Boost+APFC)輸入端接電感以提高功率因數PF和降低輸入電流總諧波畸變(total harmonic distortion，THD)，控制芯片用安森美功率因數校正控制器MC33368[5]。

前級PFC 輸出直流電壓，當輸入不進行高低壓切換時則輸出恒定，給后級LLC 諧振變換器直流變換(DC/DC)優化提供了條件。諧振變換器反饋環路能依據負載變換進行快速調整，保持輸出電壓穩定。變壓器副邊的同步整流用通態電阻極低MOSFET 取代二極管，降低整流損耗并提高變換器轉換效率。

2 LLC 諧振變換器理想工作頻率

2.1 LLC 諧振變換器拓撲結構及優勢

圖1 中的LLC 串聯諧振變換器(SRC)由電容Cs、電感Ls和電感Lm組成，Lm為變壓器本身激磁電感。LLC 諧振變換器拓撲結構簡單、電磁干擾小，可具有更高工作頻率。原邊開關管可實現零電壓開關(zero voltage switching，ZVS)開通和副邊開關管可實現零電流開關(zero current switching，ZCS)關斷，有更高功率密度和效率，是中小功率變換器的優選拓撲[6]。

LLC 串聯諧振變換器轉換效率可以在輸入電壓高點進行優化，能夠很好地克服在寬電壓輸入時，電源效率隨輸入電壓升高而變差的缺點，可實現ZVS 和減少噪聲，提升EMI性能。

2.2 LLC 諧振變換器的諧振頻率

LLC 諧振變換器采用不對稱半橋電路實現軟開關變換，獲得較高效率。半橋電路多采用脈寬調制(PWM)控制，也可以脈頻調制(PFM)控制。LLC 串諧振等效電路見圖2。

圖2 LLC諧振變換器等效電路

采用PFM 控制的LLC，當變壓器副邊同步整流管工作時，相當一個二極管，變壓器原邊電壓被輸出電壓鉗位，此時加在勵磁電感Lm上電壓恒定，不參與諧振[7]，只有電感Ls和電容Cs參與諧振，諧振點頻率frs為：

當變壓器副邊同步整流管不工作時，相當于變壓器與輸出端斷開，Lm也將不再被輸出電壓鉗位，當然此時也沒有能量傳遞到輸出端[8]。此時諧振電容Cr、諧振電感Lr和勵磁電感Lm共同諧振，此時諧振頻率frm為：

LLC 諧振變換器可以工作在f>frs頻率段，也可以工作在f≤frs頻率段，原邊開關管都能實現ZVS 開通；在fm

3 LLC 諧振變換器設計

3.1 LLC 變換器設計規格

輸入電壓一般為Vin，nor=385 V，最小為Vin，min=330 V，最大為Vin，max=400 V；

輸出電壓一般為Vo，nor=19.5 V；

輸出功率Po=90 W，Io=4.62 A；

諧振頻率fo=130 kHz。

3.2 LLC 諧振變換器參數設計

3.2.1 LLC 諧振腔參數設計

依據PFC 輸出最高電壓，LLC 變換器工作在f=fs，可知Vin，max=2nVo，修正因輸出整流電壓降影響，變壓器匝比n為:

依據計算的匝比數，確定變壓器原邊、副邊匝數分別為40 和4。設定變換器工作頻率130 kHz，最小頻率100 kHz，諧振電容耐壓500 V。當工作電壓為300 V 時，參照文獻[11]的計算方法，計算LLC 諧振網絡參數：

軟開關工作狀態驗證時，設定LLC 諧振變換器諧振參數為Cs=12 nF(500 V)，Ls=135 μH，Lm=750 μH，驗證2 個諧振點頻率：

計算高低壓輸入時穩定輸出電壓的工作頻率調整范圍：

因fmin=94 kHz＞frm=49 kHz，在寬電壓輸入范圍內，LLC工作在軟開關狀態。

控制電路工作頻率參數依據控制芯片參數確定，芯片引腳3 外接定時電容Cf=220 pF(50 V)、芯片引腳4 外接最低工作頻率設置電阻Rf，min=19.1 kΩ、最高工作頻率設置電阻Rf,max=5.9 kΩ。計算可控最小及最大工作頻率：

3.2.2 增益及輸出電壓分析

根據基波分析方法[12]，在頻域內對電路進行近似分析，推導其增益表達式。根據LLC 等效電路(圖2)計算等效負載R和電感比h。

式中：n為變壓器匝比；Vo為輸出電壓；Io為輸出電流；其中諧振角頻率為ωs為：

頻率歸一化系數α為：

簡化后增益表達式見式(17)，代入輸入電壓，可得到輸出電壓：

滿載和空載、最小和最大輸入電壓下的輸出電壓曲線見圖3。

圖3 輸出不同等級負載下的頻率對輸出電壓調節

4 同步整流和Burst 控制模式

因整流二極管的導通壓降較高，這樣在電流較大的情況下，輸出整流二極管的損耗尤為突出，尤其在輸出低電壓大電流的場合，會導致電源轉換效率明顯降低，已經成為制約電源轉換效率提高的瓶頸。傳統的靠二極管進行整流的方案已經不適合低輸出電壓和大電流輸出開關電源的高效率和高功率密度的需求，所以選用同步整流方案，采用導通電阻很小的同步整流MOSFET，對變壓器副邊輸出的交流電進行整流得到穩定直流輸出，有效地提升了開關電源效率。

文中選用高集成、周圍所需分立元件少的同步整流控制芯片TEA1791A[13]。因在空載和輕載時，隨著導通損耗的降低，開關損耗的比重得以凸顯。為了提升此時效率，將反饋電路引入LLC 核心控制芯片L6599 的STBY 管腳，讓其在空載或很輕負載時工作在間歇工作(Burst)模式，讓開關管隔些開關周期再開啟運行，這樣空載時平均開關頻率可降到百赫茲數量級，因此使與頻率正相關的開關損耗降低，從而有效地提高空輕載效率[14]。

5 實驗結果

5.1 諧波電流

前級PFC 電路因擴大了整流橋導通角，改善了輸入電流波形，從而能改善輸入電流THD，減少諧波污染和提高功率因數。功率因數(PF，power factor)與THD滿足如下關系[15]：

開關電源不同PF之間的移向因數(cosφ)差異化不大，而畸變因數THD占主導，對大于75 W 中小功率電源，現行廣泛采用IEC6 1000-3-2 諧波強制標準，用電設備對40 次以內的電流諧波提出要求[16]。樣機經測試滿足IEC6 1000-3-2 諧波強制標準要求，前20 次諧波電流測試值與EN61000-3-2 標準值比較，如圖4 所示。

圖4 諧波電流值與EN61000-3-2標準值比較

5.2 開關電源轉換效率

高低壓輸入測試各功率點效率，測試數據見表1。該電路滿載轉換效率大于90%，平均轉換效率大于89%。

表1 高低壓輸入時轉換效率

6 結論

設計的LLC 諧振電路的樣機選用Boost 拓撲的PFC 電路和同步整流電路，尺寸12 cm×5.8 cm×1.7 cm，輸出電壓19.5 V，電流4.62 A。通過等效電路諧振頻率點和增益計算給出變換器理想工作頻率范圍，電路功率管工作在軟開關狀態，電壓紋波峰峰值小于200 mV，平均效率87%，功率密度500 kW/m3。該電路兼顧寬輸入電壓、低壓大電流輸出、高功率密度和高效率等優點。