一種基于FPGA的DVB-S2信號解調(diào)方法與實現(xiàn)

王占文，湯新廣，韓 星

(1.承德市可持續(xù)發(fā)展促進服務(wù)中心，河北 承德 067000； 2.中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

DVB-S2作為第二代衛(wèi)星數(shù)字視頻廣播標準，除了被廣泛應(yīng)用于廣播服務(wù)、交互應(yīng)用、衛(wèi)星新聞采集等民用領(lǐng)域，也被軍用衛(wèi)星通信系統(tǒng)所廣泛采納，作為其下行協(xié)議和廣播通信標準[1]。基于專用芯片實現(xiàn)DVB-S2信號處理已比較成熟，但受限于專用芯片功能，難于實現(xiàn)針對特殊需求的中間信號和多種數(shù)據(jù)的處理。因此，研究基于靈活需求的解調(diào)和處理技術(shù)能夠滿足用戶的特殊需求。

DVB-S2標準采用QPSK、8PSK、16APSK、32APSK調(diào)制方式，以及基于多種碼率的編譯碼方式，相比于DVB-S能提供更靈活、性能更好的服務(wù)。在相同的傳輸條件下，頻譜利用率提高30%。在同樣的頻譜利用率條件下，接收能力更強大，能在信噪比低至-2～+16 dB時正常工作。歸納DVB-S2特點為：

① 可變輸入方式，適應(yīng)于單輸入流或各種形式的復(fù)用流(包括信息包或者連續(xù)形式)；② 基于低密度奇偶校驗碼(LDPC)和BCH的FEC系統(tǒng)，在高斯白噪聲信道下傳送時的均方誤差距香農(nóng)公式極限只差0.7～1.0 dB；③ 寬碼率分布為1/4～9/10，4種星座分布，編碼為2～5 bit·s-1·Hz-1；④ 3種滾降系數(shù)分別為0.35、0.25、0.20；⑤ 自適應(yīng)編碼與調(diào)制(ACM)，可優(yōu)化信道編碼與調(diào)制[2]。

在實現(xiàn)DVB-S2信號解調(diào)過程中主要秉持3個原則：① 能夠工作在低信噪比(最差情況下為-2.35 dB)情況；② 各環(huán)節(jié)不僅適用于CCM，而且可以用于ACM/VCM模式；③ 盡可能地利用幀內(nèi)信息(包括幀頭和導(dǎo)頻)以提高捕獲和跟蹤的性能[3]。

1 DVB-S2信號解調(diào)系統(tǒng)設(shè)計

DVB-S2信號解調(diào)處理需要完成DVB-S2標準信號中QPSK/8PSK/16APSK/32APSK/ACM信號的定時同步、幀頭搜索及同步、多調(diào)制樣式載波相位同步、軟判決、信道譯碼以及基帶幀解擾組幀輸出等幾部分處理。

針對特殊應(yīng)用中需要輸出中間數(shù)據(jù)的需求，方案采用FPGA實現(xiàn)DVB-S2信號解調(diào)譯碼全部處理過程，具體分為數(shù)字信道化、定時同步、幀頭搜索及同步模塊、多調(diào)制樣式載波相位同步、軟判決、信道譯碼、基帶幀解擾及組幀輸出等模塊。設(shè)計中增加了信道化數(shù)據(jù)、定時同步數(shù)據(jù)、鎖定狀態(tài)、解調(diào)星座圖數(shù)據(jù)、軟判決數(shù)據(jù)、TS/GS數(shù)據(jù)通過組幀輸出模塊完成選擇數(shù)據(jù)輸出。實現(xiàn)處理原理如圖1所示。

圖1 DVB-S2信號接收處理流程圖Fig.1 DVB-S2 reception and processing flow diagram

2 幀頭搜索及同步技術(shù)

DVB-S2物理層幀結(jié)構(gòu)每幀調(diào)制樣式任意可變，多種調(diào)制樣式下幀頭搜索及載波相位同步性能直接關(guān)系到整個接收系統(tǒng)的性能。幀頭搜索及幀同步主要完成幀頭搜索、PLSC解析及ACM信號幀頭同步等工作，標記整個接收系統(tǒng)的幀同步信息，是整個接收系統(tǒng)穩(wěn)定工作的基礎(chǔ)。

DVB-S2信號接收有時需要在極低信噪比下進行正確接收，而幀頭搜索作為判斷DVB-S2物理幀信息重要的判決依據(jù)，必須要在低信噪比下穩(wěn)定工作。幀頭搜索采用差分相關(guān)算法和自適應(yīng)門限算法，圖2為一個DVB-S2物理幀結(jié)構(gòu)。

圖2 DVB-S2物理幀結(jié)構(gòu)圖Fig.2 DVB-S2 physical frame structure diagram

差分相關(guān)是與相鄰符號的共軛相乘，可以消除相偏和頻偏的累積值，針對DVB-S2信號物理幀結(jié)構(gòu)特點，差分相關(guān)可以采用如下3種算法：

基于SOF的差分相關(guān)：

(1)

基于SOF+PLSC的差分相關(guān)：

(2)

基于SOF+PLSC+PILOT的差分相關(guān)：

(3)

r和c分別指接收和發(fā)送的SOF符號，3種算法相關(guān)增益性能和算法復(fù)雜度逐漸提高，處理延時逐漸增大。綜合考慮算法性能和實現(xiàn)復(fù)雜度采用SOF+PLSC差分相關(guān)算法，該算法在性能上可以滿足全部DVB-S2信號接收門限情況下相關(guān)增益要求，同時還更容易應(yīng)對實際衛(wèi)星信號導(dǎo)頻時有時無的情況[4]。

在采用基于SOF+PLSC的差分相關(guān)處理算法的同時，實時估計相關(guān)噪聲平均能量，并根據(jù)平均能量自適應(yīng)設(shè)置門限，當差分相關(guān)值大于自適應(yīng)門限時輸出幀頭脈沖。

經(jīng)過測試，自適應(yīng)門限設(shè)置為噪聲平均能量3.5倍，噪聲平均能量設(shè)置為32點平均，信噪比5 dB時，幀頭搜索測試如圖3所示。由圖3可見，幀頭搜索相關(guān)峰相對噪聲增益明顯，還有很大冗余，不會存在誤判情況。

圖3 基于SOF+PLSC信息的差分相關(guān)測試圖Fig.3 Differential correlation graph based on SOF+PLSC

3 多調(diào)制樣式載波相位同步技術(shù)

載波相位同步采用與傳統(tǒng)連續(xù)信號相同的直接判決的載波相位同步算法，對IQ兩路信號進行判決，產(chǎn)生相位誤差控制信號，通過環(huán)路濾波器，控制載波恢復(fù)鎖相環(huán)路工作。基于直接判決的載波相位同步算法結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。

其中相位誤差提取算法較為復(fù)雜，下面詳細介紹。

QPSK信號相位誤差提取實現(xiàn)算法：

Fpc= prod(sign([I(I+Q) (I-Q)Q]))。

(4)

8PSK信號相位誤差提取實現(xiàn)算法：

(5)

圖4 直接判決載波相位同步算法原理圖Fig.4 Carrier phase synchronization block algorithm based on DD algorithm

16APSK信號相位同步采用基于精簡星座鑒相的大頻偏載波同步算法，在使用反饋環(huán)路恢復(fù)APSK信號的載波相位時，采用直接判決DD(Decision Directed)鑒相方法。16APSK的星座圖可以分解為2個子星座，即一個4PSK星座和一個12PSK星座。如果使用全星座鑒相方法，鑒相范圍受限于星座點之間最小的相位差，因此如果使用全星座進行鑒相，則最大鑒相范圍是由外圈的12PSK子星座限定的[5]。星座圖如圖5所示。

圖5 16APSK信號星座圖Fig.5 Constellation diagram of 16APSK

由圖5外圈12PSK子星座圖限定，其最大鑒相范圍為：

θ=(2pi/12)/2=pi/12。

這相應(yīng)限制了全星座鑒相捕獲的最大歸一化頻偏為：

Fpc=1/24=0.0417。

而單獨考察星座內(nèi)圈的4PSK子星座會發(fā)現(xiàn)，其最大鑒相范圍是：

θ=(2pi/4)/2=pi/4。

相應(yīng)地，內(nèi)圈的4PSK子星座運行的最大歸一化頻偏為：

Fpc=1/8=0.125。

由此可以直觀地看出，如果只使用星座內(nèi)圈的4個點進行鑒相，就有希望擴大載波環(huán)路的頻偏捕獲范圍。使用精簡星座法進行鑒相，一般要求選用的精簡星座點數(shù)不要太少，否則鑒相器會長時間處于空閑狀態(tài)，無法對環(huán)路起到應(yīng)有的鑒相作用。由于16APSK星座內(nèi)圈點的出現(xiàn)概率為1/4，不算太小，因此針對頻偏較大、超出全星座鑒相法的最大允許頻偏范圍的情況，在捕獲階段使用精簡星座法進行鑒相的方法[6]。

在捕獲模式下，鑒相器內(nèi)部開關(guān)切換到“幅度檢測與放大”模塊，該模塊判斷該信號是輸入內(nèi)圈子星座還是外圈子星座。如果屬于內(nèi)圈子星座，則將其放大，以用于后面的鑒相；如果屬于外圈子星座，則輸出信號0，即讓外圈子星座點在鑒相過程中不起作用。

由于“幅度檢測與放大”模塊濾除了外圈星座點，鑒相只針對內(nèi)圈子星座進行，而內(nèi)圈子星座就是一個QPSK星座，因此后面的鑒相算法可采用針對QPSK的高效鑒相法。

由于精簡星座鑒相只使用整個星座1/4的信號點，而且是信噪比最低的4個點，會導(dǎo)致相位抖動較大。為保證良好的載波跟蹤性能，在環(huán)路實現(xiàn)鎖定后，立即切換到穩(wěn)態(tài)模式。在穩(wěn)態(tài)模式下，鑒相器首先對輸入信號執(zhí)行3次方運算。由于16APSK 星座的排列特點，經(jīng)過3次方運算后，內(nèi)圈點收縮到非常接近于0，而外圈點則變成了一個 QPSK星座[7]。測試圖形如圖6所示。

由于3次方運算后的星座變成了非常接近QPSK的星座，因此接下來的鑒相運算仍然采用傳統(tǒng)QPSK信號鑒相算法[8]。與捕獲狀態(tài)鑒相不同，現(xiàn)在起鑒相作用的是信噪比更大的外圈信號點，雖然鑒相范圍較小，但鑒相結(jié)果更加可靠，在已經(jīng)實現(xiàn)捕獲的前提下，有利于獲得更穩(wěn)定的環(huán)路跟蹤性能[8]。

32APSK信號載波同步采用與16APSK信號相同的精簡星座圖方法[8]。圖7和圖8為32APSK信號標準星座圖和4次方處理圖形。

32APSK信號采用4次方處理，得到星座圖為最外圈的4個點相當于相位偏移了45°的QPSK星座點，而且外圓與2個內(nèi)圓的半徑相差很大，也可以做類似QPSK的相位同步處理[9]。

圖6 16APSK信號3次方圖形Fig.6 Simplified constellation diagram of 16APSK

圖7 32APSK信號星座圖Fig.7 Constellation diagram of 32APSK

圖8 32APSK信號4次方圖形Fig.8 Simplified constellation diagram of 32APSK

4 仿真試驗

本文在一塊基于AD9361(射頻采樣芯片)+XC7K325T(FPGA)的硬件板卡上完成了DVB-S2信號的接收性能測試。該板卡實現(xiàn)70 MHz～6 GHz射頻信號直接輸入，通過AD9361完成變頻采樣，采樣率為61.44 MHz，工作時鐘為122.88 MHz，F(xiàn)PGA完成信號解調(diào)解碼，通過網(wǎng)口完成指令控制和結(jié)果回傳[10]。

圖9為測試場景，測試方法如下：

① 按照需要測試的調(diào)制樣式、編碼速率、幀長等信息在Matlab中生成指定長度的已知基帶幀信息，并完成調(diào)制、編碼、交織以及加擾等處理生成基帶幀模擬波形；

② 將波形文件下載到RS信號源SMBV100A中，并設(shè)置指定信噪比；

③ 在FPGA中運行DVB-S2信號解調(diào)、解碼程序，并把譯碼結(jié)果存儲到計算機中，與原始發(fā)送數(shù)據(jù)進行比對。

圖9 DVB-S2接收性能測試場景Fig.9 DVB-S2 receiving test scene

在全部52種碼率中，隨機抽取了8種碼率進行DVB-S2信號解調(diào)性能測試，性能指標滿足設(shè)計要求，實測數(shù)據(jù)如表1所示。

表1 實際性能測試BER記錄表

5 結(jié)論

本方案實現(xiàn)的解調(diào)和處理技術(shù)針對項目設(shè)計，系統(tǒng)性能穩(wěn)定、接口豐富、軟件功能可靈活升級。經(jīng)過實際測試，性能指標滿足要求,在滿足不同用戶的中間結(jié)果輸出和靈活使用方面優(yōu)勢明顯，具有很好的推廣應(yīng)用價值[11]。