基于UC3845的車載便攜式智能手機充電器設計與研究

王秋妍 王道平 王凱 何敏 劉甜

（中國人民解放軍火箭軍工程大學 陜西省西安市 710025）

伴隨著電子技術的發展，各類變換器對能量的控制更加高效，使得它們在能量轉換領域得到了越來越廣泛的應用[1]。車載手機充電器將車載12V 電源轉換為5V/1A 的直流電，實現手機充電功能。目前能夠實現這一功能的變換器可以采用不同的拓撲，例如Buck、反激式、正激式、推挽式等。本文基于Buck 拓撲結構設計一款車載手機充電器，介紹和分析了電路的工作原理和參數計算，并對仿真和實驗結果進行分析。

1 車載手機充電器拓撲結構及外圍元件

1.1 總體框圖

本文設計的車載手機充電器系統框圖如圖1 所示，主要由電路主拓撲結構、控制驅動電路、反饋電路和輔助電源構成。

圖1 所示，該充電器采用Buck 降壓拓撲結構，以UC3845 為控制驅動芯片，控制、驅動功率MOS 管。系統利用光耦反饋電路采樣輸出信號，將輸出信號反饋至控制芯片，以此來調整PWM 波的占空比，實現輸出電壓和電流的高精度控制。

1.2 Buck變換器拓撲結構

Buck 變換器可分為隔離型和非隔離型兩種。非隔離型Buck 變換器的結構和控制相對簡單，成本低，適用于功率比較小，不需要電氣隔離的場合。隔離型Buck 變換器含有高頻變壓器，能夠將輸入和輸出進行隔離，其結構和控制相對復雜，成本較高，主要應用在需要進行電氣隔離的場合[2]。本文采用非隔離型Buck 拓撲結構，如圖2 所示，其優點是電路結構簡單、能量轉換直接、動態響應快。

圖2 中，Buck 變換器由起開關作用的功率管Q、儲能電感L、續流二極管VD、濾波電容C 和負載電阻RL 組成。控制電路通過PWM 信號控制開關管Q 的導通與關斷。PWM 信號高電平時功率管導通，電感儲能，同時給負載提供能量；PWM 信號低電平時，功率管截止，電感通過二極管VD 釋放能量，給負載提供能量，根據反饋信號，控制PWM 的占空比就可調節輸出電壓。由于輸出電壓低于輸入電壓，故Buck 變換器也稱為降壓變換器。Buck 拓撲結構中，二極管在開關管Q 截止期間為電感續流，故稱之為續流二極管，為降低其自身損耗，一般選用具有較低正向導通壓降的肖特基勢壘二極管作為續流管。

1.3 功率開關管的選擇

功率開關管在截止時，承受反向電壓，為了保證開關管反向截止時能夠承受12V 母線電壓，功率管反向擊穿電壓VDSS 通常要大于2 倍的母線電壓。

圖1：系統總體框圖

圖2：Buck 型變換器原理圖

圖3：控制電路原理圖

輸入濾波電容允許紋波電流必須大于開關管電流交流分量有效值

圖4：光耦反饋電路

通過分析可知，開關管反向擊穿電壓大于24V，平均電流有效值故主拓撲選擇2N7002LT1 作為開關管，其導通電阻為7.5Ω（VGS=10V, ID=50mA），擊穿電壓VDSS 為60V ，漏極電流最大值為500μA（VDS =60 V，25°C），上升時間30ns，下降時間40ns，滿足設計要求。

根據Buck 工作原理，電路輸入電壓V1=12V、輸出電壓Vo=5V，則占空比為：

Buck 變換器在輸入電壓穩定的情況下，輸出電壓Vo升高時，反饋信號將調節PWM 的占空比，使得占空比減小，從而降低輸出電壓；輸出電壓Vo降低時，反饋信號將調節PWM 的占空比，使得占空比增大，從而升高輸出電壓。因此，電路通過PWM 占空比控制開關管的導通和截止時間來穩定輸出電壓。

本文工作頻率為40kHz，選擇了肖特基二極管SS34，其反向耐壓Vrrm 為40V，平均電流3A，反向最大電流100A，滿足電路指標要求。

1.4 電容參數與選擇

為了降低輸入端紋波和噪聲，常采用低ESR 的陶瓷電容，一般為4.7μF 輸入電容，可根據實際情況適當增減。

開關穩壓電源輸出端濾波電容，其承受的電壓頻率可以高達數千甚至數十兆赫茲，為了減小開關管高頻通斷所帶來的尖峰噪聲，要求在工作時有較低的阻抗特性和良好的濾波性能。

開關穩壓器的輸出紋波電壓通常為輸出電壓的0.2%-0.5%，在這里取輸出濾波電容紋波電流為最大輸出電流的10%-15%，本文取則輸出紋波電壓為：

考慮到電路母線電壓和實際電容的高頻特性，本文采用100μF/50V 的電解電容。

1.5 電感參數與選擇

Buck 變換器在連續工作模式下其峰值電流為：

則電感可按公式計算：

考慮到留有一定的裕量，本文電感取為120μH。

2 控制電路設計

本文采用PWM 控制芯片UC3845 作為控制電路的主控芯片，這是一款高性能固定頻率電流模式控制器。該控制器電壓調整率好、頻率響應特性好，具有欠壓鎖定（UVLO）、高增益誤差放大器、電流取樣比較器和大電流圖騰柱輸出等特點，成本低、外圍電路簡單，是驅動功率MOSFET 的理想器件[3]。

UC3845 是電流模式變換器，當占空比大于50%和連續電感電流時，會產生諧波振蕩，這種不穩定性與穩定器的閉環特性無關。這種不穩定信號和系統環路之外的擾動信號是相互獨立的，在保證系統環路穩定并有一定的裕量，對電流環擾動單獨處理，本文采用圖3 中的Q1、R1、R8、R9、C5構成斜率補償電路。

2.1 振蕩電路

根據UC3845 數據手冊振蕩電容和死區時間Tdead的關系曲線，當振蕩電阻RT＞5kΩ，頻率為40kHz 時，死區時間一般不應超過振蕩周期的15%，則死區時間最大為Tdead=15%×25×10-6=3.75μs。所以振蕩電容CT可選擇2.2nF、4.7nF 或10nF，本文選擇4.7nF。則振蕩電阻為：

本文取值10kΩ。

2.2 反饋電路

反饋電路是將采樣得到的輸出信號返回到輸入端，與輸入信號進行比較從而控制輸出電壓。由于開關電源工作在開關狀態，紋波比較大，要實現穩定的輸出電壓必須設計精度較高的反饋電路[4]。為了提高電路的精度和穩定性，本文采用如圖4 所示的光耦反饋電路。

光耦反饋電路的調整過程為：當輸出電壓增大時，電阻R14分壓增加，TL431 電流IAK變大，光耦TIL191 輸入端流經發光二極管的電流也會增大，輸出端電流增大致使R10兩端電壓增加，通過UC33845 內部負反饋使得PWM 占空比減小，從而調節輸出電壓使之降低。反之，當輸出電壓降低時，光耦反饋新信號使PWM 占空比增大，達到升高輸出電壓的目的。

TL431 參考電壓VREF=2.5V 時，根據分壓公式可得R7=R14，TL431 參考端電流Iref為2μA，為了減小噪聲干擾，設定取樣電阻電流為Iref的100 倍以上，這里選300μA，因此采樣電阻為2.5V/300μA=8.3kΩ，經過實驗這里取5.1kΩ。

圖5：電路系統仿真波形

圖6：實驗波形圖

TL431 最小陰極電流為1mA，發光二極管的導通壓降取1.4V，反饋電流不超過50mA，則電阻R2的取值最大為：

這里取R2=1.1kΩ。采用光耦反饋電路可以將系統帶寬做高，更容易獲得比較好的動態特性，但是待機功耗比較高。

3 仿真和測試結果及分析

3.1 仿真電路分析

電路仿真是分析和設計電路的重要手段[5]。圖5 所示是本文Multisim 仿真結果，其中紅色曲線是輸出電壓波形，綠色是PWM波形，藍色曲線是輸出電流波形，紫色曲線是電感電流波形。

仿真結果顯示，在500us 之前，電路處于過渡過程，輸出電壓逐漸上升，由于輸出電壓低于5V，因此PWM 波占空比較大，輸出電流也是逐漸上升。500us 之后，輸出電壓基本穩定在5V，在5Ω 負載時，輸出電流為1A，此時PWM 占空比減小。可見，電路的動態響應較快，輸出電壓、電流穩定，滿足設計要求。

3.2 實驗結果分析

如圖 6（a）所測是控制芯片UC3845 的輸出波形，占空比為5%左右。UC3845 的可調占空比范圍為0～50%,本文的占空比為40%，由于在測試的時候空載，致使輸出電壓比較大，通過反饋控制PWM 的占空比很小。提高輸入電壓的精度并加入負載之后改善了這種情況。

圖6（b）所示為UC38454 芯片的振蕩波形，可以從圖中看出，波形為鋸齒波形，頻率為40.816kHz，符合設定的頻率要求。

4 總結

本文設計了一款基于Buck 變換器的車載智能手機充電器，采用UC3845 為控制芯片，主要針對主回路、控制電路、反饋電路等進行了設計，通過仿真實驗和實物測試表明，該變換器滿足設計要求，具有一定的理論價值和實際意義。