基于ITU建議的模擬調制信號高效解調系統(tǒng)的FPGA實現(xiàn)

王鋒，彭華仁，呂天志

（中電科思儀科技股份有限公司，山東青島，266555）

0 引言

國際電信聯(lián)盟（ITU）是主管信息通信技術事務的聯(lián)合國機構，負責分配和管理全球無線電頻譜與衛(wèi)星軌道資源，制定全球電信標準。為了保障頻譜監(jiān)測的數(shù)據(jù)有效性、和權威性，最為關鍵的就是依據(jù)統(tǒng)一的標準—ITU建議。對于模擬調制信號的監(jiān)測，ITU建議給出了設計標準，具體表現(xiàn)在以下三個方面：

（1）《ITU頻譜監(jiān)測手冊》指出，根據(jù)ITU-R建議書，執(zhí)行頻譜監(jiān)測任務的接收機應具備“FM, AM, CW, SSB,ISB,IQ 和pulse 的音頻監(jiān)測功能。

（2）ITU-R SM.1138-2建議書—《必要帶寬的確定及其計算舉例與相應的發(fā)射標志的舉例》確定了各類信號的振幅、頻率和脈沖調制的必要發(fā)射帶寬，必要帶寬是所有自動頻譜管理系統(tǒng)的關鍵數(shù)據(jù)元素，頻率指配需要確定發(fā)射的必要帶寬[6]。

（3）ITU-R SM.1840建議書—《測量使用模擬調制信號無線電監(jiān)測接收機靈敏度的測試程序》給出了接收機靈敏度測試程序的定義，建議所有制造商均使用這一測試程序定義，使此類接收機的用戶能夠更為方便、客觀地對產(chǎn)品質量做出評估；其中在描述“HF和VHF/UHF頻段的AM調制”的靈敏度測試時明確指出“測試期間須打開自動增益控制（AGC）”[5]。

從以上三方面而言，模擬調制信號解調系統(tǒng)應具備“FM,AM, CW, SSB, ISB,IQ 和pulse 的音頻監(jiān)測功能，在此基礎上，針對各種調制類型必須根據(jù)ITU-R SM.1138-2建議書設計相應的解調帶寬，并且針對幅度類調制信號設計自動增益控制功能。本文根據(jù)軟件無線電模擬調制信號數(shù)字正交解調的通用模型，設計并在FPGA內實現(xiàn)了適應各種模擬調制信號的解調架構，并基于此架構設計實現(xiàn)了解調帶寬可調功能，以及IQ信號增益自動調整功能，進而實現(xiàn)模擬調制信號高效解調系統(tǒng)。

1 方案設計

■1.1 模擬調制信號解調系統(tǒng)總體設計

軟件無線電的解調一般采用數(shù)字相干解調的方法，數(shù)字相干解調法從原理上講與模擬相干解調法一樣，然而在解調時當本地載波與信號的載波不滿足同頻同相時，模擬相干解調輸出就會嚴重失真，由于正交解調法在一定程度上能克服以上這些弱點，因此軟件無線電的解調一般采用數(shù)字正交解調法。

對于連續(xù)波調制信號的解調，設已調信號的數(shù)字表達式是s(n) =a(n) cos [ωcn+?(n)]，ωc表示載波角頻率，調制信號可以分別調制在已調信號的振幅a(n)、頻率 ù (n)和相位?(n)中，相應的調制就是調幅、調頻及調相。所以已調信號的表達式可表示如下：

圖1 數(shù)字正交解調的通用模型

數(shù)字正交解調的通用模型說明了采用正交分解實現(xiàn)解調的基本原理，首先將采樣信號混頻到基帶，然后低通濾波后執(zhí)行模擬調制信號解調功能，圖中的低通濾波器帶寬為信號帶寬的一半，而為了得到特定解調帶寬，該低通濾波器實際上是一個抽取濾波器，將抽取濾波器后的IQ數(shù)據(jù)送給幅度自動增益控制模塊，經(jīng)過自動增益控制的IQ信號最后執(zhí)行各種模擬調制信號的解調功能，從而形成完整的模擬調制型號解調系統(tǒng)流程，并在FPGA內部實現(xiàn)，如圖2所示。

圖2 模擬調制信號解調系統(tǒng)流程圖

下面，從模擬調制信號的解調算法、解調帶寬可調功能、自動增益控制控制三個角度闡述模擬調制信號高效解調系統(tǒng)的設計實現(xiàn)。

■1.2 模擬調制信號解調方法

由模擬調制信號解調系統(tǒng)流程圖可知在低通濾波器輸出的基帶IQ信號先執(zhí)行自動增益控制，然后再進入模擬調制信號解調模塊，最終輸出AM、SSB、ISB、PULSE、IQ、CW或FM的解調信號，每種解調類型都具有各自特點，具體如下：

1.2.1 AM解調算法

同相分量：XI(n) =a(n) c os (?0)；正交分量XQ(n)=a(n) s i n (?0)。求它們的平方和開平方得A0+m(n)，減掉直流分量A0即得到調制信號m(n)。當存在載頻失配時，同相分量和正交分量可表示為：

其中， Δω=ωc?ωLO， Δ?=?c??LO，ωLO為本地載波的角頻率；?LO為本地載波的初始相位。對同相、正交分量計算平方和開平方得因此AM信號具有較強的抗載頻失配能力，使用正交解調算法解調時，不要求載頻嚴格的同頻同相。

由上述可知，AM解調模塊中有幅度計算模塊和去直流分量模塊。其中直流分量的獲取需要用到低通濾波器，并且濾波器的通帶要足夠小。將幅度計算結果減掉低通濾波器的結果即為AM的基帶信號。

1.2.2 FM解調算法

?(n)然后，對相位差分，即可求的FM的基帶信號m(n)：

?(n) ??(n? 1 ) =m(n)，為論述方便，此處省略了比例因子k。當存在載頻失配時，同相分量和正交分量可表示為：

求相位序列?(n) = Δω*n+ Δ?+k∑m(n)，再對相位求差分，得解調信號為 Δω+m(n),可見，此時解調輸出增加了一個直流分量，減去此直流分量可得到調制信號m(n)。因此FM信號具有較強的抗載頻失配能力，使用正交解調算法解調時，不要求載頻嚴格的同頻同相。

由上述可知，F(xiàn)M解調模塊中有相位計算模塊、求相位差模塊、去直流分量模塊。其中直流分量的獲取需要用到低通濾波器，并且濾波器的通帶要足夠小。將相位差計算結果減掉低通濾波器的結果即為FM的基帶信號。

1.2.3 PULSE解調算法

PULSE調制指的是脈沖幅度調制（PAM），計算PULSE信號在AGC后的幅度即為PULSE信號的解調結果。

1.2.4 IQ解調算法

任意一個IQ信號都是由IQ調制產(chǎn)生的，其中I路信號稱之為同相信號，Q路信號稱之為正交信號。IQ調制通常又稱為正交調制。因此自動增益控制輸出的IQ信號即為IQ解調結果。

1.2.5 SSB解調（USB/LSB）算法

單邊帶(SSB)信號調制是通過濾除雙邊帶信號的一個邊帶而得到的，其中雙邊帶信號是由調制信號和載波直接相乘得到的，它只有上下邊帶分量，沒有載波分量。濾除其上邊帶得到是下邊帶(LSB)信號，濾除其下邊帶得到上邊帶(USB)信號。SSB信號的表達式為：

無論上下邊帶，同相分量輸出就是調制信號。

1.2.6 CW解調算法

CW稱為等幅報，它是一個斷斷續(xù)續(xù)的單頻信號，記為s(t) =A(t)cos( 2πft)，A(t)代表發(fā)送端按鍵是否壓下的狀態(tài)，當按鍵壓下時A(t)是一個大于零的常數(shù)；當按鍵松開時A(t)為0。對CW信號s(t) =A(t)cos( 2πft)進行解調時，CW信號被搬移到零中頻，然后經(jīng)低通濾波濾除高頻成分后得到同相分量I=A(t)和正交分量Q=0，同相分量I即為CW基帶信號。

1.2.7 ISB解調算法

ISB信號具有兩個邊帶，上下邊帶中獨立含有不同的信息，這種調制方式就稱獨立邊帶（ISB）。ISB信號可以看做是LSB和USB的疊加，設ISB中的LSB和USB信號分別為sU(t)和sL(t)，則ISB的數(shù)學表達式是：

I(t) =sU(t) +sL(t)，Q(t) =s?L(t) ?sU(t)。在接收端，執(zhí)行IQ解調得IQ兩路信號，其中I路信號I(t) =sU(t) +sL(t)即為ISB信號。

■1.3 解調帶寬可調功能的設計

采樣數(shù)據(jù)率和解調帶寬的比值一般為數(shù)百或數(shù)千倍，要實現(xiàn)解調帶寬可調，首先需要降低數(shù)據(jù)率，然后在降下來的數(shù)據(jù)率上以解調帶寬為通帶設計濾波器。此時若采用一個濾波器完成抽取濾波的話，很大的采樣數(shù)據(jù)率和解調帶寬比值會要求濾波器通帶非常窄，過渡帶特別陡，這樣的濾波器階數(shù)極大，F(xiàn)PGA資源難以滿足，這種問題一般采用濾波器級聯(lián)的方法來解決—依次采用CIC濾波器、半帶濾波器和FIR濾波器級聯(lián)實現(xiàn)抽取濾波，如圖3所示。

圖3 解調帶寬可調功能的濾波器級聯(lián)結構

圖3中的濾波器級聯(lián)方式主要考慮以下因素：

（1）積分疏狀濾波器(CIC)適合任意整數(shù)倍抽取，其系數(shù)全為1，濾波運算為加減運算，結構簡單，大幅節(jié)約了FPGA的乘法器資源，因此我們將CIC濾波器作為抽取濾波器級聯(lián)的第一級來完成高數(shù)據(jù)率的濾波運算。

（2）半帶(HB)濾波器適合抽取因子為2的冪次的抽取濾波。半帶濾波器的系數(shù)一半為0，相對于同階的普通fir濾波器減少了一半左右的乘法器需求并且通帶平坦，比普通fir濾波器更適合實時處理，因此將若干半帶濾波器放在CIC抽取濾波之后。

（3）CIC濾波器和HB濾波器都是混疊濾波器，F(xiàn)IR濾波器的選擇性要比CIC和半帶濾波器強，并且經(jīng)過前級的CIC和HB濾波抽取，數(shù)據(jù)速率相對來說已經(jīng)很低，在最后一級FIR濾波器階數(shù)可設計地比較高，從而性能比較好的FIR濾波器來濾除可引起混疊的高頻分量，優(yōu)化濾波器的通帶波動、過渡帶帶寬、阻帶最小衰減等系統(tǒng)的指標。

圖3中的最后一級FIR濾波器需設計成濾波器系數(shù)可編程的，這是基于以下考慮：

（1）ITU-R SM.1138-2建議書—《必要帶寬的確定及其計算舉例與相應的發(fā)射標志的舉例》制定了各種模擬調制信號的典型帶寬；

（2）濾波器級聯(lián)的最后一級FIR濾波器的輸入信號含有混疊成分，ITU要求模擬調制信號解調的目的是音頻監(jiān)測，為了得到良好的解調音質，需要濾除混疊成分。

因此將最后一級FIR濾波器需設計成濾波器系數(shù)可編程的，可得到不含CIC和半帶濾波器帶來的混疊成分，并可以根據(jù)ITU建議獲得精確的解調帶寬。

FIR濾波器具有線性相位特性，其系數(shù)具有對稱性，只需要半數(shù)的濾波器系數(shù)轉換為有符號整型數(shù)據(jù)送給FPGA即可[7]。使用Xilinx軟件Vivado集成的IP核FIR Compiler生成并行雙通道FIR濾波器。

■1.4 自動增益控制（AGC）功能的設計

信號在傳播過程中，由于電磁波本身輻射功率有差異、距離有遠近、氣象條件以及多徑傳播因此，接收天線接收到的信號功率變化很大，自動增益控制功能通過調整所接收信號的增益，可保證接收設備的輸出信號保持在最佳水平，在ITU建議對模擬調制信號進行音頻監(jiān)測的要求下具有重要意義。

對于一部接收設備，在前端需要自動適應輸入信號的變化，將模擬信號控制在ADC的接入范圍之內；在后端，需要數(shù)字AGC將輸出信號保持在一定的幅度上，在這里只討論后端數(shù)字AGC。為了監(jiān)聽模擬調制信號的解調音頻，AGC應保障用戶能夠聽到最清晰的基帶信號。由于數(shù)字基帶信號通過DAC轉換成模擬基帶信號來驅動揚聲器，那么解調生成的數(shù)字基帶信號在驅動DAC時，DAC的位寬利用率應該最高，以此原則來確定AGC的參考輸出。

AGC使得的輸出信號保持在一定的幅度上，那么此模塊必須具有下述功能：

(1)根據(jù)DAC位寬利用率最高的原則設置AGC的參考輸出。

(2)AGC是個負反饋系統(tǒng)，根據(jù)反饋的信號幅度和目標值比較結果來動態(tài)調整增益。

(3)AGC的輸入輸出都是IQ數(shù)據(jù)，因此AGC內部需要幅度計算過程。

(4)音頻速率有差異，因此AGC調整速率需可調，有關聲音測量采用的是反饋數(shù)據(jù)加權，在時間上越是靠前的事件要比所關注的剛剛發(fā)生的事件具有更小的權重[8]。

根據(jù)以上反饋回路在增益調整后的IQ驅動下依次執(zhí)行幅度計算、與目標輸出比較、數(shù)據(jù)加權和累加過程，生成新的增益再執(zhí)行計算。圖4是自動增益控制流程圖。

圖4 IQ數(shù)據(jù)自動增益控制流程圖

其中AGC調整快慢是通過調整數(shù)據(jù)加權因子α來實現(xiàn)的，α越小，調整的周期會越大，AGC的反應速率就越慢；α越大，調整的周期會縮小，AGC的反應速率就越快。

2 實現(xiàn)效果

本文使用Xilinx軟件Vivado2017.4，使用硬件描述語言VHDL編碼實現(xiàn)數(shù)字下變頻、適應各種解調帶寬的抽取濾波、自動增益控制和各種模擬調制信號的解調功能，進而實現(xiàn)一種模擬調制信號高效解調系統(tǒng)。其中重點是解調帶寬可調功能和幅度自動增益控制功能，下面介紹這兩種功能的實現(xiàn)。

■2.1 解調帶寬可調功能的實現(xiàn)

為實現(xiàn)解調帶寬可調，需要設計多套濾波器系數(shù)。這些多套濾波器系數(shù)可以固定在FPGA中，這需要一次性將濾波器系數(shù)存儲于FPGA的ROM中，當需要更新濾波器系數(shù)時需要重新往FPGA芯片下載濾波器系數(shù)，不方便；本文實現(xiàn)濾波器系數(shù)實時更新，將FIR濾波器設計成系數(shù)可重載的，通過上位機文件操作的方式即可實現(xiàn)，不必直接操作FPGA芯片，因此這種方式不僅節(jié)約FPGA的ROM資源，并且在整機層面調試可編程濾波器時避免了頻繁拆機、頻繁操作FPGA的麻煩。圖5是濾波器重載時序圖。

圖5 濾波器系數(shù)重載的Vivado平臺仿真結果

為驗證整個抽取濾波方案，采樣并解調FM信號，其中基帶頻率5kHz，頻偏25kHz；設置解調帶寬為50kHz時的抽取濾波效果如圖6所示，其中IQ信號為抽取濾波前后的基帶信號，圖6中正弦曲線為FM解調輸出效果。

圖6 加FM信號抽取濾波和解調效果圖

■2.2 自動增益控制功能的實現(xiàn)

自動增益控制是針對幅度類模擬調制信號的解調而設計的，以AM解調為例驗證自動增益控制過程。施加調制率為50kHz的AM信號，執(zhí)行AGC過程如圖所示。如圖7所示，施加具有一定功率的AM信號的IQ信號，對于AM而言，調制信息全部保存在I路信號中，Q路數(shù)據(jù)為0。如圖所示，I_data_in[31:0]為I路信號，在AGC調整過程中，增益gain_forth[31:0]漸漸趨于穩(wěn)定，使得幅度輸出radius_out[31:0]漸漸趨近于穩(wěn)定值。

圖7 自動增益控制過程效果圖

3 結束語

本文根據(jù)ITU頻譜監(jiān)測相關建議，基于軟件無線電數(shù)字正交解調通用模型設計在FPGA中實現(xiàn)了模擬調制信號高效解調系統(tǒng)。應ITU建議的要求，該系統(tǒng)具備解調帶寬可靈活調整，可適應不同解調帶寬的模擬信號；并且幅度可自動增益控制，使得解調結果保持在一定幅度上，針對幅度類模擬調制信號可提供幅度穩(wěn)定的解調音頻輸出。