超級電容器充電過程中的雙重均壓研究

芮麗瑩,黃學文,朱孔軍,謝維泰,吳義鵬

(1. 機械結構力學及控制國家重點實驗室(南京航空航天大學),江蘇 南京 210016；2. 華能山東如意(巴基斯坦)能源(私人)有限公司,山東 濟南 250014)

0 引言

超級電容器體積小、重量輕,具有動態響應快、充放電電流大、功率密度高、循環使用壽命長等優點[1],在儲能領域具有非常廣闊的應用前景。在混合型光伏發電系統中,超級電容器作為電力存儲裝置優化運行配電網并削峰填谷[2—3]；在風力發電應用領域,利用超級電容器可降低風電的波動,在較寬的波動功率范圍內可調節有功功率,同時穩定風電場母線電壓并調節無功功率[4]。在未來航空航天領域中,超級電容器的應用需求也會急劇增加,如機載電磁炮、激光武器的快速充放電需求[5—6],飛行器的瞬時高功率電子對抗[7]等。超級電容器為裝備提供峰值功率,降低主供電電源的功率需求,從而減小設備重量及節約空間。單體超級電容器的額定電壓通常較低,而存儲的電能卻與電容值和端電壓相關,這需要將單體超級電容器進行串、并聯組成模塊化的高電壓儲能系統[8—9]。由于制造工藝等因素影響,實際單體超級電容器初始狀態參數會存在一定差異,進而導致超級電容器組輸出性能下降,模塊中容值較小的電容器出現過充過放,容值較大的單體卻不能被完全利用,如何保證模塊內單體工作的一致性從而提高儲能利用率是超級電容器應用的技術難點之一[10—11]。

目前超級電容器電壓均衡電路拓撲分為能量耗散型均衡電路和能量轉移型均衡電路[12]。目前能量耗散型均壓電路有：并聯電阻法、穩壓管法[13]和開關電阻法[14]。能量耗散型電路具有結構簡單,成本低的優點,但同時電路發熱量大,電路能量損耗高。能量轉移型電路有飛渡電容法[15]、開關電感法[16]、DC/DC轉換器法和變壓器法[17]。能量轉移型均衡電路具有電路損耗低、均衡效率高、均衡速度快等優點,但同時電路的均衡控制策略則更為復雜,在硬件實現成本上也更高。此外,均衡控制算法也是研究的熱點,文獻[18]提出了一種在考慮電壓、溫度及模塊中單體的老化因素的基礎上最大限度地提高模塊使用壽命的均衡控制算法。

文中以提高超級電容器儲能模塊的輸出特性,延長使用壽命為目標,面向未來航空航天飛行器的瞬時功率應用需求,通過對超級電容器的特征參數進行測試并計算,為均壓電路的必要性奠定基礎。同時文中提出了一種雙重可靠的超級電容器充電電壓均衡技術：以Buck-Boost電壓均衡電路為主,以開關電阻法為輔,該均壓電路控制簡單,且不需要檢測各超級電容器兩端的電壓,可實現超級電容器模塊充電過程中的動態均衡和防止過充,提高超級電容器模塊均壓系統的可靠性。

1 電容器特征參數與不一致性分析

超級電容器在工況應力、廠商制造、用戶使用等各種因素作用下會導致單體的特性參數差異,如特征參數、荷電狀態和放電深度、老化速率、溫度梯度分布趨勢、充放電能量分配等[19—21]。

根據IEC 62576標準[22],超級電容器的特征參數可通過測量恒定電流放電條件下電流-電壓的響應時間來確定。為直觀獲得單體超級電容器的特征參數并分析其中的不一致性,在此對市場上不同廠家所生產的超級電容器共計80個進行了測試,其中標稱電容值分別為2 F,5 F,4.7 F和7 F的各20個,標稱電容值為1 F的超級電容器40個。

圖1為某一公司產品在經過實際測試后,不同標稱電容值對應的標準差及分散度,其標準差范圍為0.02～0.3,電容值分散度上限為+25%,下限為-15%。繪制該廠家所生產超級電容器的等效串聯內阻值及其標準差,如圖2所示。經計算,其等效串聯內阻值的標準差范圍為0.2～0.38。

圖1 同一廠家超級電容器電容值標準差及分散度Fig.1 Standard deviation and dispersion of capacitance values of supercapacitors produced by the same manufacturer

圖2 同一廠家超級電容器等效串聯內阻值及標準差Fig.2 Equivalent series resistance and standard deviation of supercapacitors produced by the same manufacturer

由圖1和圖2可知,對于同一廠家同一標稱電容值的超級電容器,其實際電容值分散度及等效串聯內阻值均隨電容值的增大而減小,并且單體間實際電容值及等效串聯內阻值的差異仍存在。

2 雙重均壓電路原理

目前,多數文獻[23—25]研究了超級電容器組在恒壓充電時的電壓均衡電路及其實現。恒壓充電時充電電流隨著超級電容器的荷電狀態的變化進行自動調整,避免了大電流對超級電容器的損害。而恒流充電可采用大電流對超級電容器組進行快速充電,充電效率高。在瞬時功率應用場景下,超級電容器組為滿足應用需求應具備快速充放電的能力,故文中主要研究恒流充電模式下超級電容器組2種均衡電路的實現。

開關電阻法[26]的均衡原理是利用電阻消耗電路中多余的能量。假設超級電容器模塊由n個單體電容器串聯組成。當其以恒定電流充電時,與單體電容器并聯部分的開關處于斷開狀態,電容器兩端電壓呈直線上升趨勢；當單體電容器兩端電壓達到設定最大充電電壓時,相應的開關及時閉合,充電電流從對應電阻上流過,該單體電容器不再充電,維持在設置的最大充電電壓狀態,直至整個電容器模塊充滿電且單體之間達到電壓均衡。當超級電容器模塊處于開關電阻電壓均衡模式時,為確保開關閉合時,充電電流全部從對應的電阻開關支路中流過,要求分流電阻R滿足：

(1)

式中：IC為充電電流；VC為電容器兩端電壓；RS,RP分別為等效串聯電阻和等效并聯電阻值。

Buck-Boost變換器法[27]的均衡原理是在充放電過程中利用儲能器件電感,通過開關的高頻切換將能量從相鄰2個電容器中單體電壓較高的轉移到單體電壓較低的電容器中,從而實現充電過程中動態電壓均衡的效果。當超級電容器模塊處于Buck-Boost變換器電壓均衡模式時,為了計算電路達到均衡條件時所需電感的最小值,假設2個超級電容器在1個開關周期內通過交換能量達到電壓均衡,即2支電容器壓差為零。然而,恒流充電條件下2支電容器均衡時的端電壓遠未到額定電壓值,故應假設2個超級電容器在恒流充電條件下當電壓充電至額定電壓值時達到均衡狀態。此時電容器兩端電壓等于電感兩端電壓且2支超級電容器電壓差為零,同時考慮到電感上的電流最大值不應超過充電電流I,可估算電感的取值范圍為：

(2)

式中：Ve為額定電壓值；IL為電感上的電流值；D1為PWM高電平與周期的比例；T為開關周期。考慮均衡時2支超級電容器在1個周期內變化的電壓值一致,即：

(3)

式中：ΔI為電感上的紋波電流；D2為PWM低電平與周期的比例。

當超級電容器模塊中單體容值相差較大時,開關電阻電路均衡效率降低,分流電阻使得電路損耗增加。Buck-Boost變換器電路在均壓時不需要電壓檢測模塊,這使得該電路存在過充危險。

文中提出一種雙重均壓電路,其電路結構如圖3所示。

圖3 雙重均壓電路Fig.3 Double voltage balancing circuit

由圖3可知,該電路以Buck-Boost變換器電路和開關電阻電路為基礎。以2支超級電容器為例,Buck-Boost變換器電路和開關電阻均衡電路同時并聯在超級電容器模塊兩端。Buck-Boost變換器電路中開關使用PMOS管和NMOS管,僅需1套MOS管驅動電路就使得PMOS管閉合的同時NMOS管斷開,實現充電過程中相鄰2個超級電容器的能量交換。當超級電容器充電至額定電壓時,開關電阻電路驅動模塊驅動繼電器閉合,使充電電流從分流電阻上流過,維持單體電壓在額定電壓值附近。在雙重均壓電路中,當Buck-Boost變換器均衡電路正常工作時,超級電容器組實現恒流充電時的動態電壓均衡；若Buck-Boost變換器均衡電路失效時,開關電阻均衡電路替代Buck-Boost變換器電路進行工作,防止充電過程中出現過充的安全隱患。

考慮超級電容器在未來航空航天領域的應用,均壓控制系統有必要冗余1套控制方法,雙重均壓電路可有效提高均壓系統的可靠性、降低系統故障率。雙重均壓電路可以解決Buck-Boost變換器電路過充的隱患,當超級電容器模塊均衡充電至額定電壓時,開關電阻電路工作使電容器單體電壓維持在額定電壓值附近；同時Buck-Boost變換器電路的動態均壓效果可以縮小單體間不一致性,降低開關電阻電路的電路損耗,兩套電路相輔相成。

3 仿真分析

利用LTspice電路仿真軟件進行雙重均壓電路的仿真驗證和分析。選取額定電壓為2.7 V,電容值分別為3.3 F,4 F,6 F,10 F的4支超級電容器,其對應的等效串聯內阻值為0.25 Ω,0.2 Ω,0.2 Ω,0.27 Ω,等效并聯電阻值設置為500 Ω。設定模塊恒定充電電流值為0.5 A,脈寬調制(pulse width mo-du-la-tion,PWM)信號的頻率和占空比為20 kHz和0.5。電路中分流電阻和電感經計算為2.192 Ω和135 μH。

圖4為雙重均壓電路仿真結果。仿真開始時,設置超級電容器的初始電壓為零；在t=10 s之前,電路中的均衡電路僅Buck-Boost變換器均衡電路處于工作狀態,4支超級電容器達到動態電壓均衡狀態,其兩端電壓均為0.95 V；在t=10 s時,Buck-Boost變換器均衡電路失效,此時電路中無均衡電路工作,超級電容器兩端電壓隨充電時間線性上升,此時4支超級電容器電壓之間存在壓差,存在過充的危險；當超級電容器組某個單體電壓充電至2.4 V時,開關電阻均衡電路處于工作狀態,維持其端電壓保持在2.4 V不變并保持至充電結束；當4支超級電容器均充電至2.4 V時,充電結束并達到了充電均衡的效果。

圖4 雙重均壓電路仿真結果Fig.4 Simulation results of double voltage balancing circuit

4 實驗驗證

以4支超級電容器為例搭建實驗電路進行驗證,電路工作流程如圖5所示。

圖5 雙重均壓電路實驗示意Fig.5 Double voltage balancing circuit

將4支超級電容器串聯成模塊并以恒定電流進行充電,Buck-Boost變換器電路模塊和開關電阻均衡備用電路均并聯在超級電容器組兩端,其中Buck-Boost變換器電路模塊需要3個。均衡電路中設置恒流源充電電流為0.5 A,MOS管的切換頻率為20 kHz,占空比為0.5,電感線圈取值為330 μH,放電電阻設置阻值為2.2 Ω。

圖6為4支超級電容器模塊的雙重均壓實驗結果。

圖6 雙重均壓電路實驗結果Fig.6 Experimental results of double voltage balancing circuit

在t=12.3 s之前,Buck-Boost變換器電路正常工作,超級電容器單體以0.5 A的恒定電流進行充電并實現了充電過程中的動態電壓均衡；在t=12.3 s時,15 V恒壓源斷開,Buck-Boost電路失效,此時4支超級電容器壓差最大值為0.16 V；在t= 12.3 s之后,當超級電容器單體充電至2.4 V時,開關電阻電路開始工作,實現了充電時的靜態電壓均衡。當4支超級電容器均充電至2.4 V時,模塊充電結束。模塊充電時間為41.8 s。

實驗結果表明雙重均壓電路的有效性。與前述2種電路相比,雙重均壓電路可以有效實現超級電容器模塊充電過程中的動態均衡和防止過充的功能,提高超級電容器模塊電壓均衡的可靠性和輸出性能。電路中Buck-Boost變換器均衡電路可在超級電容器充電過程中實現動態電壓均衡。當其失效時,備用電路開關電阻均衡電路可防止超級電容器模塊出現過充的安全問題,有效地提高了超級電容器模塊電壓均衡的可靠性,降低了均壓系統的故障率。

5 結語

文中的超級電容器模塊測試結果表明超級電容器等效內阻值和分散度隨其電容值增加而減小,同一廠家所生產的超級電容器不同單體之間客觀存在不一致性。面向未來航空航天飛行器的應用需求,文中在上述2套均壓電路設計的基礎上提出了1套恒流充電模式下超級電容器雙重均壓系統并在仿真中驗證其可行性。該套電路以Buck-Boost變換器均衡電路為主,以開關電阻模擬均衡電路為輔,在實現超級電容器單體電壓動態均衡的同時防止其出現過充的安全問題。該電路解決了因單體不一致問題所造成的超級電容器模塊輸出性能下降的問題,提高了均壓系統的輸出性能及可靠性,降低了故障發生率。

本文得到江蘇省 333 項高層次人才培養專項基金項目(BRA2017424)；國網江蘇省電力有限公司科技項目(J2019046)資助,謹此致謝！