寬帶小型化超短波刀型天線設計?

曹永恒 李文華

（1.中國船舶及海洋工程設計研究院 上海 200011）（2.西安電子科技大學 西安 710071）

1 引言

船舶遠洋通信的發展，對艦船的超短波通信提出越來越高的要求，要求天線集成化、小型化和平面化，可將天線嵌入、集成到上層建筑中，實現與船舶的一體化和隱身設計。通常情況下用于艦載超短波頻段的通信天線形式為振子天線，如分支振子、折合振子、盤錐振子等，這種天線結構簡單，但是天線尺寸較大。為了便于安裝和確保天線的魯棒性和低RCS（雷達散射截面積），有必要對其進行小型化。此外傳統的振子天線帶寬較窄，難以滿足實際艦船多信道開通的通信要求，所以要對其進行寬帶化設計。目前實現寬頻帶、小型化的手段大多為曲流技術、加載技術及引入漸變結構等［6～12］，但是對工作在30MHz～88MHz的超短波天線而言，其對低頻段的改善效果并不明顯，難以同時滿足寬帶和小型化的要求。

本文設計了一種具有小型化、寬頻帶的超短波刀型天線。通過在天線表面開多條引流縫隙延長電流路徑，實現了小型化。除此之外，通過引入斷流縫隙、加載集總元件以及π型匹配網絡展寬天線帶寬，使天線能在較寬的頻帶內實現全頻段S11＜-5dB的阻抗匹配。天線的全向性能也較好，水平方向增益在-10dBi左右。最后制作天線縮比模型進行實測，經對比仿真與實測結果有較高一致性。

2 天線設計

刀型天線看作單極子天線的變形，天線與地面有一個傾角［13］，傾角的大小會影響天線的增益以及帶寬。

在超短波頻段內，天線與金屬材質的船體結構相距在0.1個波長以內，天線周圍的電磁環境對天線方向圖影響很大，所以要將船體的結構考慮在內，再進行整體仿真研究。在設計超短波天線之前，需要根據超短波天線實際安裝的空間環境來進行建模。為了簡化計算，這里采用金屬地板來模擬實際船體。此外，為了滿足艦載電子設備要求，將饋電點置于天線底部，有利于降低能量在同軸線纜中的傳輸損耗以及減小對船體內部其他結構的影響，從而提高天線的效率。所設計的刀型天線如圖1（a）所示，其中La=45.5cm，Lb=51.9cm，H=64.9 cm，θ1=52°。

圖1 天線結構及反射系數

圖1（b）給出天線的反射系數。由圖1（b）可知，由于天線尺寸的限制，天線在低頻段不能有效諧振，反射系數接近于0，只有部分高頻段的反射系數低于-5dB（對應VSWR=3.5）。圖2（a）給出原天線在50MHz頻率處的電流分布，可以看出電流方向沿斜邊向下，因此可以通過采用曲流技術，延長電流的有效路徑，從而擴展天線帶寬。

圖2 開引流縫隙對天線性能的影響

這里采用開引流縫隙的方式實現曲流。圖2（b）給出引流縫隙的位置以及電流分布。易知，在引流縫隙影響下，電流方向由初始的沿尾翼兩側縱向向下，變為繞開縫隙向下，有效延長了天線的電流路徑。此外，圖2（c）表明開引流縫隙能夠增強天線在高頻段的諧振特性，同時適當展寬高頻段帶寬，駐波比小于3.5的頻段范圍由原先的67.46MHz～81.40MHz改善為68.79MHz～88MHz，這也印證了開引流縫隙展寬帶寬的有效性。

然而，這種拓寬帶寬的效果并不明顯，原因是天線的阻抗特性較差，尤其是在低頻段。圖3（b）虛線部分給出天線開引流縫隙后的阻抗特性曲線，可以看出由于天線尺寸的限制，天線在低頻段阻抗實部較小，虛部較大且為容性，隨著頻率的升高容值逐漸增大，在70MHz以后阻抗虛部變為感性，并逐漸增大。因此，通過在天線電流路徑上開斷流縫隙引入寄生電容，相當于容性加載，使得天線阻抗在全頻段呈容性，從而改善天線在高頻段的阻抗特性。

圖3（a）所示為天線表面開斷流縫隙后的電流分布，電流先沿曲流路徑向下，再沿斷流縫隙兩側向下流動。圖3（b）給出天線表面開斷流縫隙對天線輸入阻抗的影響。

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圖3 開斷流縫隙對天線性能的影響

圖3（b）表明天線表面開斷流縫隙減小了阻抗虛部，有效地改善了天線在高頻段的阻抗特性，同時有利于帶寬進一步展寬和實現匹配。

盡管對天線表面進行開縫僅能改善高頻段天線的帶寬，但其對低頻段的改善并不明顯，體現在輸入阻抗上，即實部依然較小，而虛部較大，匹配特性較差，能量無法有效輻射。所以通過加載技術對阻抗進行改善，從而拓寬天線帶寬。

這里采用在斷流縫隙中加載電阻和電感的方式改善阻抗特性。圖4為加載不同電阻、電感對反射系數的影響，可以看出當電阻R1=65Ω，電感L=200nH時天線的諧振特性最好，同時帶寬最寬。

圖4 加載不同電阻、電感對反射系數的影響

最終得到超短波天線整體的結構如圖5（a）所示，尺寸為 0.11λ*0.08λ（λ為中心頻率 50MHz相應波長）。模型尺寸如表1所示。

圖5 改進后刀型天線結構及仿真結果

表1 超短波天線具體尺寸（單位：mm）

觀察圖5（b）所示全波仿真的電流分布，與前文分析得到的電流分布基本一致，驗證了電流分析的正確性。

由圖5（c）可知，加載電阻與電感后的超短波天線阻抗特性得到有效改善，具體表現為阻抗實部和虛部均增大，顯著展寬了天線帶寬。圖5（d）所示天線在水平方向上最大增益也在-10dBi左右，具有良好的水平全向性。

3 寬帶匹配網絡設計

如上所述，對天線表面開縫以及加載技術有效地展寬了天線的帶寬，但是從圖7虛線部分可以看出，在超短波天線的工作頻段30MHz～88MHz內仍未實現完全匹配，所以需要采用加載寬帶匹配。

網絡的方法實現寬頻帶的阻抗匹配。這里我們采用π型網絡進行匹配，圖6給出匹配網絡的結構。

圖6 寬帶匹配網絡結構

寬帶匹配網絡的傳輸矩陣為

利用傳輸參數A和散射參數S之間的關系

可以由天線輸入端的S參數反推出與之對應的A參數。

由A矩陣的級聯性質可知，整個天線系統輸入端的A矩陣為

通過上述理論計算，結合S參數和A參數轉換式，即可得出天線系統整體的S參數。天線在全頻段內滿足阻抗匹配的情況下，可得最優電路參數值：L1=249.8nH，L2=152.8nH，C1=66.3pF。匹配前后天線反射系數對比曲線如圖7所示，與未加寬帶匹配網絡相比，該天線系統在全頻段具有良好的匹配特性。具體表現為在30MHz～88MHz頻段內反射系數低于-5dB（對應VSWR=3.5），近似低于-10dB（對應VSWR=1.92）。

圖7 寬帶匹配網絡對天線反射系數的影響

4 實測分析

由于該超短波天線物理尺寸較大且頻段較低，在當前條件下天線的加工和測試都有一定難度，因此我們考慮采用加工天線縮比模型對原天線進行下一步的測試驗證。根據經典Maxwell理論，一種電磁結構在某一給定的頻率f時所具有的性質將和該結構所有的物理尺寸均以1/n的比例縮小后，在nf頻率時的性質近似相同，此即為電磁縮比測量理論的原理。加工的天線縮比模型如圖8所示，此時加載的電阻R1=65Ω，電感L=200nH。

圖8 超短波天線10.5倍縮比模型實物圖

對寬帶超短波天線縮比模型進行寬帶匹配，采用外加匹配電路板的形式對縮比超短波天線模型進行饋電，并在微波暗室進行測試，縮比天線模型測試場景如圖9所示。

圖9 測試環境

圖10中顯示了天線縮比模型加載π型匹配網絡前后的反射系數變化情況。與仿真結果相比，實測結果在頻率為300MHz左右匹配后的反射系數較好，在頻率為400MHz左右的部分頻段較差，整體來看天線縮比模型全頻段基本滿足VSWR<3.5，天線阻抗帶寬得到明顯改善，實測結果驗證了該設計方法的有效性。

圖10 匹配網絡對天線反射系數的影響

5 結語

本文設計了一種寬頻帶、小型化的超短波刀型天線。首先對天線表面開多條引流縫隙實現了天線的小型化。此外，通過開斷流縫隙、加載集總元件以及π型匹配網絡的方法實現了天線在30MHz～88MHz的阻抗匹配（VSWR<3.5），水平方向增益在-10dBi左右。最后對該天線加工了縮比模型并進行測試，仿真與實測結果吻合良好。