三電平NPC 逆變器的SHEPWM 和DPWM 切換策略研究

王紅斌，劉成柱，吳 龍，葛廣林，袁 帥，劉京斗

( 1. 北京電力設備總廠有限公司，北京 102401；2. 中國能源建設集團有限公司工程研究院，北京 100022；3. 北京交通大學，北京 100044)

0 引言

光伏逆變器等新能源發(fā)電裝置的額定功率越來越大，中壓大功率逆變器成為近年來研究的熱點。與兩電平逆變器相比，三電平NPC逆變器具有較高的輸出波形質量和電壓輸出能力以及較低的dv/dt等優(yōu)點[1]，在大功率變流器中得到日益廣泛的關注。隨著電壓電流等級的提高，功率器件的開關損耗也隨之升高。為了降低損耗[2]，開關頻率通常低于1 kHz[3]。三電平中壓大功率逆變器開關頻率低，使用傳統(tǒng)的SPWM調制輸出電壓電流含有較多低次諧波，會讓濾波器設計變得困難。中點電位不平衡會導致交流輸出電壓中產生低次諧波，影響電能質量和系統(tǒng)效率。因此，中點電位平衡的控制算法是多電平逆變器的重要研究方向之一。

文獻[4]引入三次諧波控制方程和脈沖電壓波動權值系數(shù)，對傳統(tǒng)SHEPWM策略進行了改進，重構了傅里葉方程組，具有更好的中點電壓波動抑制效果，但沒有考慮抑制中點電位偏移，不具備平衡能力。文獻[5]分析了SHEPWM調制策略的中點電位波動規(guī)律后，研究了矢量替換的中點平衡控制方案，采用了小矢量替換方法，不改變消除諧波的特性，且穩(wěn)態(tài)和動態(tài)條件下都可應用，但會增加開關頻率和損耗。文獻[6]提出了基于三次諧波定量控制的改進SHEPWM方法，通過引入三次諧波控制方程重構SHEPWM開關角求解方程，最大化程度抑制了中點電壓波動，但計算過程較為繁瑣復雜。文獻[7]采用斷續(xù)脈寬調制策略可實現(xiàn)開關管在一個基波周期中一定區(qū)間內保持恒定電平，可降低開關損耗，對于大功率變流器比較適用，但該策略在低開關頻率時輸出電能質量較差。

為了保證更好的輸出電能質量，逆變器可采用SHEPWM調制。SHEPWM在低開關頻率下具有電能質量好的優(yōu)點，但中點電位調節(jié)實現(xiàn)較為復雜，同時會升高開關頻率。為此，本文提出一種新的調制策略切換方法，正常工況下采用SHEPWM，當中點電位不平衡時，再切換到DPWM調制，在不改變開關頻率的基礎上完成中點電位調節(jié)。

1 SHEPWM與DPWM調制策略

三電平NPC逆變器主電路如圖1所示。每相橋臂有4個開關管，通過控制開關管規(guī)律地開通與關斷，每相橋臂可以輸出3種不同電平，分別為P、O和N。

圖1 三電平NPC逆變器主電路

三電平NPC逆變器SHEPWM調制策略的相電壓波形具有1/4周期對稱的特點，如圖2所示。

圖2 三電平NPC逆變器SHEPWM輸出相電壓波形

本文以開關頻率9 0 0 H z 展開研究。SHEPWM的開關角只計算前π/2，其中：α1，α2, …，α9為SHEPWM的開關角。此時有9個可控開關角，可以消除5、7、11、13、17、19、23和25次諧波。

定義調制度m為相電壓的基波幅值a1與直流側電壓Udc一半的比值：m=a1/(Udc/2)。簡化后，SHEPWM的消諧非線性方程組為：

用MATLAB優(yōu)化工具包中FSOLVE函數(shù)求解非線性超越方程組(1)。根據(jù)不同的調制度m可求出一組關于m的開關角，計算m在0.60～1.15之間的開關角的解軌跡，如圖3所示。

圖3 開關角的解軌跡

圖4 三電平NPC逆變器PWM載波實現(xiàn)方式

DPWM1和DPWM3是兩種不同的DPWM調制策略，其零序注入分量如表1所示。在原始調制波注入對應零序分量[8]，生成新的三相調制波，再與相應的載波進行比較，從而生成對應的脈沖信號。圖5為疊加零序電壓后的調制波波形和載波比較產生DPWM波形。

圖5 DPWM波形

表1 DPWM零序注入分量

2 基于中點電位的切換策略

SHEPWM實現(xiàn)中點電位平衡調節(jié)較復雜，但它可以消除大部分低次諧波，使逆變器交流側電能質量更好；而單獨使用DPWM策略可調節(jié)中點電位波動，但交流側電能質量相對差一些，將這兩種策略結合起來則能達到更好效果。

正常情況下三電平N P C 逆變器采用SHEPWM調制，交流側輸出電能質量較好，中點電位最終會在0 V上下等幅波動，中點電壓三倍頻波動大小由主回路直流側電容參數(shù)決定，該調制策略對中點電位的波動幅值并無調節(jié)能力；當系統(tǒng)發(fā)生擾動之后，中點電位發(fā)生波動，當增大到一定程度時，使用小矢量替換方法可完成中點電位不平衡控制，但會增加開關頻率。因此，穩(wěn)態(tài)情況下用SHEPWM本身不能對中點電位波動的大小進行控制；當出現(xiàn)擾動后，雖可控制中點電位的波動在一定范圍，但會增加系統(tǒng)的開關損耗。

DPWM1與DPWM3策略對中點電位起相反作用[9]，中點電位的調節(jié)可以用起相反作用的DPWM策略調節(jié)至平衡。在逆變工況下，本文根據(jù)DPWM1與DPWM3策略對中點電位起相反作用對中點電位偏差進行調節(jié)。

具體實現(xiàn)方法：①當系統(tǒng)中有明顯的中點電位偏移后，例如當中點電位平均值偏差小于設定的下限值時，調制策略由正常情況下的SHEPWM切換到DPWM1，通過DPWM1策略可把平均值迅速拉到0 V附近，當平均值大于0 V時切換到SHEPWM；②當系統(tǒng)的中點電位平均值偏差大于設定的上限值時，調制策略由正常情況下的SHEPWM切換到DPWM3，通過DPWM3策略可把平均值迅速拉到0 V附近，當電壓平均值偏差小于0 V時切換到SHEPWM，通過滯環(huán)思想完成了SHEPWM和DPWM策略切換，滯環(huán)切換流程如圖6所示。

圖6 SHEPWM與DPWM滯環(huán)切換流程圖

3 SHEPWM與DPWM功率器件損耗計算

大功率逆變器的損耗主要是開關器件損耗，由導通損耗和開關損耗構成。當三電平NPC逆變器處于逆變工況下，即功率因數(shù)cosφ>0，此時外管T1、T4損耗最大，其中，T1和T4互為對偶。以2.5 MW系統(tǒng)、交流側線電壓3 000 V、直流側電壓5 200 V為例進行計算，IGBT的技術參數(shù)及實際工作條件如表2所示。

表2 IGBT技術參數(shù)及實際工作條件

計算得到DPWM1、DPWM3和SHEPWM調制算法的開關管T1、T4最大損耗，計算結果如表3所示。

表3 不同調制算法下的開關管T1、T4最大損耗 W

本文提出的SHEPWM和DPWM在切換過程中整個系統(tǒng)開關管損耗介于單獨使用DPWM和SHEPWM的損耗之間。

4 仿真驗證

利用MATLAB軟件搭建2.5 MW三電平NPC逆變器帶電阻負載做仿真驗證，逆變器的主要參數(shù)如表4所示。逆變器經過LCL濾波器后接純電阻負載時負載側相電流波形、中點電位波動和狀態(tài)切換圖如圖7所示。

表4 逆變器主要參數(shù)

仿真從0.1 s開始加入中點電位平衡控制，當中點電壓偏差超過上下限值時進行中點電位不平衡控制。藍色曲線是中點電壓波動值，系統(tǒng)初始時采用SHEPWM調制，當電壓偏差小于下限設定值(-50 V)時，系統(tǒng)切換為DPWM1調制策略可使中點電位偏差上移，直至電壓偏差大于0 V后切回SHEPWM；當電壓偏差超過上限設定值(50 V)時切換為DPWM3策略可使中點電位偏差下移，直至電壓偏差小于0 V后切回SHEPWM。圖7中調節(jié)過程約為0.3 s，中點電位偏差可控制在上下限值之間。圖8、圖9和圖10分別是逆變器采用SHEPWM、DPWM1和DPWM3策略的橋臂輸出相電壓及線電壓波形。

圖7 中點電位波動、狀態(tài)切換圖和負載電流波形

圖8 逆變器采用SHEPWM策略橋臂輸出相電壓及線電壓波形

圖9 逆變器采用DPWM1策略橋臂輸出相電壓及線電壓波形

圖10 逆變器采用DPWM3策略橋臂輸出相電壓及線電壓波形

負載電流的傅里葉分析如表5所示。從表5可知，采用SHEPWM調制的電流總諧波畸變率(total harmonic distortion，THD)為0.62%，電流波形質量好，而采用DPWM1和DPWM3的電流THD值分別為4.61%和5.58%，低次諧波含量較多。

表5 負載電流傅里葉分析 %

5 結語

本文充分利用SHEPWM策略有較好的輸出電能質量和DPWM具有較強中點電位調節(jié)能力的優(yōu)點，提出了三電平NPC逆變器低開關頻率下的SHEPWM和DPWM切換策略。當中點電位處于正常范圍內，采用SHEPWM實現(xiàn)較好的輸出電能質量；中點電位超過允許偏差時，依據(jù)偏差方向選取適當?shù)腄PWM策略實現(xiàn)中點電位控制。最后，通過MATLAB軟件對該切換策略進行了仿真計算，驗證了切換策略的正確性和有效性。