汽車直流散熱風扇電磁干擾測試分析與優(yōu)化

安素芹，賈 晉，吳小珊，龍 云，趙鶴鳴

（1.重慶理工大學 車輛工程學院，重慶 400054；2.重慶清研理工電子技術(shù)有限公司，重慶 401329）

隨著汽車電子技術(shù)的發(fā)展，越來越多的電氣電子產(chǎn)品應用在汽車上，使得汽車電磁環(huán)境變得更加復雜。汽車發(fā)動機或動力電機的散熱風扇作為車內(nèi)重要的電磁干擾（electromagnetic interference，EMI）源，采用的有刷直流電機在工作過程中產(chǎn)生強度較高且頻帶很寬的電磁干擾，干擾信號通過線纜耦合的傳導發(fā)射與輻射發(fā)射通常處于較高水平，對其他電子設備的正常運行造成顯著影響［1－2］，是導致零部件或整車無法通過相關(guān)電磁兼容（electromagnetic compatibility，EMC）法規(guī)的重要原因。國內(nèi)外眾多學者對車載電機的電磁干擾進行研究，發(fā)現(xiàn)X、Y電容分別對共模干擾、差模干擾產(chǎn)生抑制作用［3－4］，接地對于改善傳導干擾和輻射干擾效果較好［5］，濾波器是抑制傳導干擾的主要手段之一［6－7］。對于造價較低的車載小型直流電機不僅要根據(jù)干擾源特點不同采取不同的抑制方式，同時要平衡抑制措施的成本，因此對電磁干擾進行預評估十分重要。

首先分析了一款汽車散熱風扇的電磁干擾機理。電機的供電直流電流可分為差模電流分量與共模電流分量［8］，研究的有刷直流電機的共模電流分量是傳導與輻射發(fā)射的主要原因，并在測試中得到驗證。為抑制這些共模電流分量，根據(jù)不同共模電容的阻抗特性設計了一種低成本的共模濾波電路，選擇合適的濾波阻抗是設計濾波電路的關(guān)鍵。最后按照相關(guān)標準［9－10］進行測試，比較了濾波前后散熱風扇的傳導與輻射發(fā)射水平。結(jié)果表明：設計的共模電容濾波電路能有效抑制該散熱風扇電磁干擾集中頻段的傳導與輻射發(fā)射。提出的電磁干擾分析與優(yōu)化過程對車載直流有刷電機的電磁兼容研究具有參考意義，并具有一定的工程價值。

1 電磁干擾測試分析

1.1 基本機理分析

有刷直流電機主要由磁極、電流換向器、轉(zhuǎn)子線圈和直流供電電源構(gòu)成，如圖1所示。供電電源發(fā)出的直流電流能通過電刷和換向器進入電樞繞組，產(chǎn)生電樞電流，電樞電流產(chǎn)生的磁場與主磁場相互作用產(chǎn)生電磁轉(zhuǎn)矩，使電機旋轉(zhuǎn)帶動負載。這種電磁驅(qū)動結(jié)構(gòu)中存在的電流換向器與電刷使得汽車散熱風扇產(chǎn)生顯著的電磁干擾［11］。本文研究的汽車散熱風扇總成如圖2所示。

圖1 有刷直流電機結(jié)構(gòu)

圖2 散熱風扇總成

1.2 預評估測試分析

由于標準的電磁干擾傳導與輻射發(fā)射測試對電磁測量環(huán)境要求嚴格，其昂貴的測試成本往往是零部件廠商主要考慮的因素，因此低成本的電磁干擾預評估顯得尤其重要［12］。為了全面地分析與調(diào)查待測電機的電磁干擾特性，測量與分析了電機輸出端口的共模電流頻域信號，LISN負極端的電壓頻域信號，以及LISN正極端的電壓和電流時域信號。測試布置如圖3所示。值得注意的是，該測試的被測量主要是電壓和電流信號，只需在一般的測試場地即可，不需要昂貴的半波暗室或者屏蔽室。

圖3 預評估測試布置圖

在該測試中，一般認為共模電流在線束上幅值相同，方向相同，并且以參考導電桌面為電流回路。盡管該電流的幅值較小，但往往是電磁干擾的主要原因。差模電流在線束上幅值相同，方向相反，因此可將一條導線看作另外一條導線的差模電流回路。由于相互抵消作用，差模電流導致的輻射發(fā)射通常可以忽略不計。值得注意的是，上圖布置中測量的正負極電壓、電流信號是共模與差模信號的疊加信號。

圖4所示為LISN負極端的電壓與電機端口的共模電流頻譜。從圖中可以看出：兩者具有很強的相關(guān)性（相差20～30 dB），有一致的包絡線，說明LISN上形成的傳導干擾主要由共模電流產(chǎn)生。且兩頻譜圖的峰值頻點都在28 MHz左右，主要的干擾頻段都在100 MHz以下。

圖4 LISN負極電壓與電機端口共模電流—頻域

圖5所示為LISN正極端電壓的時域信號，從圖中可以明顯地看到周期為2 ms的紋波，該紋波由電流的換向過程形成；而尖脈沖為典型的電弧放電波形，該放電波形由電刷放電形成。兩者都是散熱風扇中有刷直流電機電磁發(fā)射的干擾源，這驗證了上文的基本機理分析。圖6為LISN正極端電流（差模電流）的時域信號，與正極電壓信號相同，正極電流信號的換向周期也是2 ms，但尖脈沖沒有特定的周期。這種差模電流也是形成傳導干擾的原因。

圖5 LISN正極電壓—時域

圖6 LISN正極電流—時域

如圖7所示為電機輸出端口共模電流的時域信號。該信號也不具有特定的周期，并且其峰－峰值高達10 A，其脈沖上升沿大致為1 ns。這種波形由電刷放電造成，是輻射發(fā)射超標的原因。

圖7 電機端口共模電流—時域

經(jīng)過預評估分析，該散熱風扇的電磁干擾源以共模電流為主，差模電流次之。這一特性為后續(xù)的濾波設計提供參考，如圖8所示。

圖8 電磁干擾特性

2 電磁干擾優(yōu)化設計

在電子產(chǎn)品中加入濾波電路是工程實際中抑制電磁干擾的一般方法，可以把不需要的電磁能量，即電磁干擾降低至理想水平，使得電子產(chǎn)品性能符合相關(guān)法規(guī)要求［13］。

2.1 超限頻段分析

根據(jù)國家標準GB／T 18655與歐洲標準CISPR 25中汽車零部件的電磁兼容測試布置要求，在半電波暗室中對待測散熱風扇的傳導與輻射發(fā)射水平進行摸底測試，測試結(jié)果如圖9～13所示。

在圖9中，傳導發(fā)射在30～50 MHz頻段內(nèi)都嚴重超過CISPR 25等級3限值，如在45 MHz處的發(fā)射值超出限值15 dB，而在48 MHz處的發(fā)射值超出限值20 dB。在圖10中，0.15～30 MHz的輻射發(fā)射在28 MHz附近有一明顯的諧振點，并且超出CISPR 25等級3限值4 dB，與上文分析的共模電流一致。

圖9 傳導發(fā)射摸底曲線（0.15～108 MHz）

圖10 輻射發(fā)射摸底曲線（0.15～30 MHz）

圖11為待測散熱風扇在30～200 MHz內(nèi)的垂直與水平極化輻射發(fā)射曲線。第1個諧振點在47.64 MHz附近，垂直與水平極化輻射發(fā)射分別超出CISPR 25等級3限值16.4 dB與12 dB。

圖11 輻射發(fā)射摸底曲線（30～200 MHz）

圖12為待測散熱風扇在200 MHz～1 GHz內(nèi)的垂直與水平極化輻射發(fā)射曲線。在該頻段內(nèi)，輻射發(fā)射水平較低，都在CISPR 25等級3限值以下。圖13為待測散熱風扇在1～2.5 GHz內(nèi)的垂直與水平極化輻射發(fā)射曲線。在該頻段內(nèi)，除了1.46 GHz頻點外（超出限值3.5 dB），其他頻段都在CISPR 25等級3限值以內(nèi)。

圖12 輻射發(fā)射摸底曲線（200 MHz～1 GHz）

圖13 輻射發(fā)射摸底曲線（1～2.5 GHz）

由摸底測試結(jié)果可知：該散熱風扇的主要干擾頻段集中在100 MHz以內(nèi)，這與圖4的共模電流測試結(jié)果一致。摸底測試結(jié)果與機理預評估測試結(jié)果相符。

2.2 濾波電路設計

基于預評估測試和摸底測試結(jié)果，該散熱的傳導干擾可看成共模電流和差模電流共同作用的結(jié)果，而輻射發(fā)射為共模電流所導致。以此設計的濾波電路如圖14所示。

圖14 共模與差模濾波等效電路圖

相比差模電流，該散熱風扇的共模電流為無用信號，并且是傳導和輻射發(fā)射的主要因素，控制其在導線上的幅值顯得更為重要。基于工程化與成本的考慮，僅加入共模濾波電路是首選措施。

如圖15所示，共模電流從電機端口流出，并在導線上形成電磁輻射，最后通過負載與參考導電桌面返回。為了減少線上的共模電流，可以在共模電流的前進方向上加共模電感，或直接在端口安裝旁路電容［14］。器件的參數(shù)可依靠電流幅頻特性來選取。考慮到成本與裝配，共模旁路電容作為首選方案。

圖15 共模電流等效電路圖

鑒于該散熱風扇的干擾集中在100 MHz以內(nèi)，選擇4.7 nF的共模電容組成共模濾波電路，如圖16所示。總分布電感LP＝15 nH（引腳為10 nH·cm－1，每個電容引腳總長大約3 cm）。如圖17所示，相對于線束與LISN組成的共模阻抗Zin，該旁路電容阻抗在200 MHz以內(nèi)能夠提供很低的低阻抗通路，以達到濾波的目的。與備選的另一個22 nF的共模電容相比，4.7 nF的共模電容在體積更小的情況下不影響濾波阻抗特性，更符合工程實際要求。

圖16 共模濾波等效電路

圖17 阻抗對比曲線

旁路阻抗Zp與輸入阻抗Zin的計算公式如式（1）和式（2）中所示。其中旁路電容Cp＝9.4 nF，電機對地電容Cg＝15 pF，線束的等效共模阻抗Zc＝270Ω，LISN的等效共模阻抗ZLISN＝25Ω。

式（1）和式（2）中：Zp為旁路阻抗；Lp為旁路電感；Cp為旁路電容；ω為諧振頻率；Zin為輸入阻抗；Zc為線束的等效共模阻抗；ZLISN為LISN的等效共模阻抗；β為相位常數(shù)；L為線束長度。

圖18～21為優(yōu)化前后該散熱風扇的傳導與輻射發(fā)射曲線。如圖所示，增加該共模濾波電路能夠有效減少主要頻段的電磁干擾，特別在諧振點28 MHz、30 MHz以及45 MHz附近，發(fā)射水平減少35～40 dB，能達到CISPR 25等級3限值要求。

圖18 濾波前后的傳導發(fā)射曲線（0.15～108 MHz）

圖19 濾波前后的輻射發(fā)射曲線（0.15～30 MHz）

圖20 濾波前后的輻射發(fā)射曲線－水平極化（30～200 MHz）

圖21 濾波前后的輻射發(fā)射曲線－垂直極化（0.03～200 MHz）

由于分布電感的影響，在高于200 MHz時，共模電容呈中高阻抗，不再具備濾波作用。因此，該濾波方案主要對200 MHz以下有明顯作用，不足以應對高頻電磁干擾。在此基礎上，可以考慮增加共模扼流圈或設計多級濾波器［15－16］，但這會顯著地增加工程成本，還需進一步研究。

3 結(jié)論

針對某汽車散熱風扇，分析了其有刷直流電機的電磁干擾機理以及產(chǎn)生的傳導與輻射發(fā)射的原因。通過采集電機端口的共模電流以及LISN上電壓、電流，確定其主要的電磁發(fā)射頻段。分析電壓電流時域波形，得出了該有刷直流電機的電磁干擾特性參數(shù)。通過預評估測試與分析，確定了電磁干擾源主要為電流換流過程以及電刷所產(chǎn)生的電弧火花。干擾源通過線束形成的共模電流是輻射發(fā)射的原因，也是傳導發(fā)射的主要因素之一。

依據(jù)GB／T 18655—2010標準和CISPR 25—2008下的測試結(jié)果，通過匹配合適的共模濾波阻抗，合理地設計濾波電路。加入該濾波電路后有效地降低了電磁干擾集中頻段的傳導發(fā)射和輻射發(fā)射電壓水平。對于高頻電磁干擾，還需進一步的研究。