DMB單頻網及適配器電路的設計與實現

張紅升，張國棟，王虹云，王國裕

（重慶郵電大學 微電子工程重點實驗室，重慶 400065）

近年來，隨著數字音頻廣播（digital audio broadcasting，DAB）以及數字多媒體廣播DMB的發展與進步，DAB／DMB的應用場景已不僅局限于傳統廣播的模式。DAB／DMB系統開始在防災預警、雙向應急通信等信息發布領域得到應用。重慶郵電大學在自主研發的DAB／DMB芯片、終端和發射系統的基礎上提出了新一代數字多媒體信息傳輸系統，即DMB＋［1］。目前，DMB＋已在全國多個學校、核電站、景區得到正式應用，但在一些地形較為復雜的地區會存在信號死角，導致接收機無法正確接收到可靠的信息。為解決這一難題，需要使用多臺DMB發射機組成單頻網，從而消除信號死角，提高信號質量。

現有的單頻網方案主要有4種。其中前3種分別傳輸信號群傳輸接口（ensemble transport interface，ETI）數據、饋送編碼正交頻分復用（coded OFDM，COFDM）信號以及饋送射頻（radio frequency，RF）信號，另外一種是同頻直放站轉發方案［2］。

ETI信號饋送方案是單頻網實現方案中最經典的一種。這種方案的優點是信號質量好，可以很好地覆蓋整片區域。缺點也很明顯，該系統使用專用的網絡傳輸ETI數據，且每個發射臺都需要配備調制器，建設成本高。例如，中央廣播電視節目無線數字化覆蓋工程采用衛星鏈路傳輸數據，還需額外加入衛星調制器等設備，增加了系統復雜度及成本［3］。

COFDM信號饋送方案的優點在于只需1個COFDM調制器，可降低建設成本；缺點在于仍需要COFDM信號專用的傳輸網絡。現階段，國內多使用光纖網絡、微波鏈路作為信號傳輸網絡［4－5］，不利于單頻網系統在低成本場景的應用。

RF信號饋送方案與前2種方案相比的優勢在于：①不需要專用的傳輸網絡傳輸數據；②減少了COFDM調制器的數量。這2個優點使得該方案與前2種方案相比成本較低［2］。但該方案的不足在于RF信號饋送方案會使用（2～5）GHz區間的頻點用于信號饋送，而該區間內的頻譜資源緊張。此外，該方案引入了新的頻率通道，降低了信噪比，同時增加了系統的復雜性和故障風險，不適用于小區等應用場景［6－7］。

直放站轉發屬于無線同頻轉發，其難點在于解決收發天線耦合而導致的自激干擾問題，且該方案在組網靈活性、通信質量等方面相對較弱，也會增加額外的管理維護工作［8］。上述局限性都使得DMB新業務的推廣應用受到限制。

此外，現有的單頻網適配器方案大都采用ARM＋FPGA的方案［9－10］，電路復雜度高，消耗的電路資源多，且需要嵌入式程序控制。因此成本較高，且維護困難。

DMB＋系統主要是一種小區廣播的模式，用于某個單位或某個區域內的無線信息傳輸，采用小功率發射且成本低。傳統的單頻網實現方法因為對數據傳輸網絡要求高，導致成本高、施工復雜，無法滿足需求。本文中，基于重慶郵電大學開發的高集成度DMB發射系統設計了可用于DMB單頻網適配器電路，并提出了一種使用普通局域網傳輸數據，利用GPS校準DMB發射機的發射時間、系統頻率，可用于小區和校園等小型DMB系統的低成本單頻網實現方法。

1 DMB單頻網基本理論

1.1 DMB實現單頻網關鍵技術

DMB作為專門適用于移動場景應用情況的數字廣播系統，在發展過程中充分考慮了無線信道會出現時間選擇性衰落、頻率選擇性衰落以及頻率偏移現象［11－12］等情況。單頻網也稱同步網，DMB的優點之一就是能組建單頻同步網絡，該網絡建立在DMB先進的數字技術基礎上：OFDM調制、符號中加入保護間隔、頻率交織和時間交織以及信道卷積編碼。

OFDM是一種多載波調制方式，把經過DQPSK調制后的所有正交的載波在時域混合以形成DMB的基帶信號。OFDM調制選擇合適的載波間隔，使得各個載波相互正交，相鄰載波的零點相互重疊［13］。由于載波之間相互重疊卻不相互干擾，OFDM有效提高了頻帶利用率。OFDM的優點包括抗干擾能力強、頻帶利用率高、實現方便等。

OFDM將調制符號分布在多個載波上延長每個符號的持續期，以在符號間加入保護間隔［14］。DMB系統將每個符號后約1／4的內容復制到前面作為保護間隔。接收機接收直達信號和反射信號（包括來自與直達信號不同發射臺的直達信號和所有反射信號），如果這些信號的時延差小于保護間隔時間，那么這些信號不會對接收造成影響；如果這些信號的時延差大于保護間隔時間，那么反射信號會對直達信號造成一定程度的干擾，影響接收效果。不同的符號長度和保護間隔有著不同的應用。例如，模式1適合地面廣播，如表1所示。每個符號期達到1 246μs，其中246μs作為保護間隔。

表1 DMB的4種工作模式參數

上述技術的存在使得DMB系統在頻移及多徑干擾下仍能正確解碼數據，這些技術結合在一起就是COFDM傳輸方法。這種傳輸方法能增強DMB的抗多徑干擾能力，解決多徑反射問題，是單頻網實現的基礎。

1.2 單頻網同步條件

由于保護間隔的存在，使得DMB接收機同時接收到DMB信號及其反射信號時能正確處理疊加之后的信號。這也意味著DMB允許多個發射臺使用相同的頻點發射同一節目。理論上，只要不同發射機發射出的RF信號能在保護間隔內到達接收機，便能夠實現單頻網。

DMB單頻網需要滿足3個同步：時間同步，頻率同步以及比特同步。時間和頻率同步后，只要是同一節目源，比特自然能達到同步［16］。為保持時間和頻率的同步，使用GPS作為參考源。

頻率同步要求各臺DMB發射機所發射的DMB信號的中心頻率是相同的［2］。根據ETI標準，頻率的精確度應在載波間隔的1%以內。對于模式1，其載波間隔為1kHz，即頻率精度要求在10Hz以內［15］。

為使直達信號和反射信號在接收端的時延在可抵抗干擾范圍內，要求各發射機時間同步，時間精度在保護間隔的5%以內［17］。也就是說，在12 μs以內，確保網絡中所有發射機在相同時刻發射相同的內容。

為實現單頻網，需要每個發射臺發射的RF信號的中心頻率誤差在10 Hz以內，發射每個符號的時間誤差小于12μs。

為達到以上同步要求，DMB單頻網的實現需要依靠高精度的絕對時間和絕對頻率的參考。GPS系統可以全天候發送高精度的納秒級時間信息［20］。使用GPS的秒脈沖（pulse per second，PPS）作為絕對時間參考源，計算校準發射機系統的運行頻率和DMB信號的發射時間。校準后的時鐘信號也是上變頻芯片所需的參考時鐘信號，從而實現單頻網的設計。傳統的單頻網設計方案中，為了保證時間同步，一般都需要延遲非常小的專用網絡（如專用光纖、電信網絡等）［18－19］。

2 系統方案

2.1 系統方案原理

所設計的單頻網系統基于重慶郵電大學開發的高集成度DMB發射系統，使用常見的局域網傳輸DMB數據。使用普通局域網可避免搭建專用網絡，降低了系統搭建成本，并增加了單頻網應用場景。圖1為DMB單頻網系統結構。該單頻網系統主要包括兩部分，服務器端和發射客戶端。服務器端為1臺運行發射軟件的服務器，發射客戶端為1臺運行客戶端軟件的PC和1臺DMB發射機。因為單頻網中各發射客戶端應有相同的節目數據來源，故服務器端通過局域網統一向各個發射客戶端傳輸數據。

圖1 單頻網系統結構框圖

服務器端軟件的主要功能是采集DMB節目的數據，并將數據進行編碼和復用；然后通過局域網，服務器端將DMB幀數據發送到各發射客戶端之中。同時，服務器端實時讀取GPS模塊輸出的UTC信息，使得服務器端本地時間與GPS時間保持統一，從而保證服務器端本地時間與發射客戶端的本地時間一致。

傳輸幀復用器根據服務器端的系統時間計算時間戳，并插入傳輸幀內。各發射客戶端的軟件接收服務器端軟件傳來的DMB幀數據，然后客戶端軟件將獲取到的DMB幀數據轉發給DMB發射機。通過傳輸幀中的時間戳信息以及單頻網適配器模塊輸出的同步信號，配合OFDM調制模塊對傳輸幀中OFDM符號進行精準調制。

DMB發射機中的OFDM調制模塊以及上變頻模塊的時鐘都由輸出精度約為0.005 ppb、標稱頻率為16.384 MHz的OCXO通過鎖相環倍頻產生。

2.2 單頻網適配器電路設計

單頻網實現的關鍵在于不同發射機之間的發射時間必須嚴格同步以確保信號不會相互干擾。各發射機的發射時間由其本振頻率和系統時間決定。傳統的DMB發射機的板載晶振受老化情況、溫度、濕度等環境因素影響，使得其輸出的頻率值與標稱頻率存在誤差，導致嚴重影響單頻網的實現。這就需要實時對發射機系統的時鐘頻率進行校準，使不同發射機能保持頻率和時間同步。本文中設計了單頻網適配器電路實現對發射系統時鐘的校準和不同發射機的發射時間同步，保證各發射機能同步發射頻率一致且包含相同信息的RF信號。

圖2是單頻網適配器電路結構框圖。該模塊包含GPS接收模塊、DAC驅動模塊、頻率校準模塊以及時間同步模塊等子模塊。DAC驅動模塊、頻率校準模塊和時間同步模塊使用FPGA進行電路實現。模塊的主要信號包括：

圖2 單頻網適配器電路結構框圖

1）CLK＿IN：16.384 MHz，由OCXO輸出的時鐘信號；

2）CLK＿A：24.576 MHz，時間同步模塊的運行頻率；

3）CLK＿B：98.304 MHz，頻率校準模塊的運行頻率；

4）PPS：秒脈沖信號；

5）TX：串口輸出引腳，UTC電文通過TX輸出到時間同步模塊中；

6）PPS＿EN：經過同步的本地的秒脈沖信號；

7）DIFF：頻率校準模塊計算出的OXCO壓控電壓值；

8）V＿CTRL：DAC驅動模塊控制OXCO的電壓信號；

9）CNT：時間同步模塊輸出的傳輸幀計數值；

10）START：時間同步模塊輸出的傳輸幀起始脈沖信號；

11）UPDATE：時間同步模塊輸出的調制符號同步信號。

頻率校準模塊采用頻率校準方法對98.304 MHz的時鐘頻率進行校準，使得PLL輸出24.576 MHz的時鐘。該時鐘用做時間同步模塊、OFDM編碼模塊及上變頻模塊的時鐘信號。圖3為頻率校準模塊結構框圖。

圖3 頻率校準模塊結構框圖

為控制OCXO晶振產生精確的頻率，消除頻率差，首先需要對頻率差值進行檢測計算。GPS接受模塊會產生1 s的基準信號PPS，CLK＿B為OXCO晶振產生N（MHz）的待測時鐘信號。

在理想條件下，CLK＿B的頻率值為：

但在實際情況下，由于環境以及晶振自身影響，OCXO晶振與標定值存在偏差，所以CLK＿B的實際頻率值應為：

因此，頻率差值為：

若f0＞f，即實際頻率大于理論頻率，則減小DAC模塊輸出的控制電壓值，從而減小OCXO晶振的頻率；反之，則加大OCXO晶振的頻率。頻率校準原理如圖4所示。

圖4 頻率校準原理示意圖

由圖4可知：該電路在實際測量時會產生1個時鐘周期內的誤差，在2個不同的發射機之間產生2個時鐘之內的誤差。若使用16.384 MHz的時鐘進行頻率校準，其檢測精度僅有51 ns，2個不同發射機之間的頻率誤差精度將擴大到102 ns。因此，采用98.304 MHz的時鐘進行檢測，此時的單發射機的頻率測量精度能達到10 ns。也可以繼續擴大時鐘頻率提升測量精度。設計電路時，將閾值設置為1個時鐘周期。如果頻率差值在1個時鐘周期之內，則不調節晶振頻率。

為了檢驗PPS秒脈沖信號的有效性，防止噪聲干擾，需要對PPS秒脈沖進行去抖處理。若PPS有效，則將PPS＿EN信號變為高電平，并保持4個時鐘周期。

頻率校準模塊根據上述算法對系統頻率進行校準，并輸出本地的PPS＿EN信號，為時間同步模塊提供高精度的頻率參考信號。

在獲取頻率差值后，需要控制DAC模塊驅動DAC芯片實現電壓控制。由于選用的OCXO晶振輸出精度為0.005 ppb，頻率調整范圍為±0.5 ppm，控制端電壓調整范圍為0～5 V。通過倍頻之后，頻率的調整范圍應在±50 Hz。經實際測量發現，晶振的調整范圍實際在±80 Hz以內。考慮到晶振存在日老化等因素都會使晶振頻率發生飄移，所以設定電路誤差在頻率差值為±150 Hz以內時會對晶振進行誤差調整。當頻率差值在±150 Hz以外時，可能由于系統剛啟動，OXCO晶振仍在升溫導致頻率過低造成，還有可能是GPS模塊失鎖導致未輸出正確的PPS秒脈沖信號所致，該情況不調整電壓。

頻率校準電路中DAC芯片選用TI公司生產的12位電壓輸出數／模轉換器TLV5618，輸出電壓的最小分辨率約為0.001 V。由于OCXO晶振的控制分辨率約為0.002 V／Hz，因此TLV5618完全滿足要求。

時間同步模塊的結構如圖5所示。時間同步模塊由PLL輸出的24.576 MHz時鐘CLK＿A控制，其中CNT＿0與TF信號生成模塊用于生成傳輸幀同步的相關信號，CNT＿1與SYM信號生成模塊用于生成OFDM符號同步的相關信號，UART模塊負責解析GPS信號中的UTC時間。

圖5 時間同步模塊結構框圖

時間同步模塊生成的3種同步信號分別用作傳輸幀同步、傳輸幀起始同步和OFDM符號同步。其中，CNT信號是記錄第幾個傳輸幀的信號。START信號為傳輸幀起始脈沖，UPDATE信號為OFDM符號同步信號，UPDATE翻轉1次，時間到達OFDM的符號長度時UPDATE再次翻轉。

在DMB模式1中，1個OFDM符號的長度為1 246μs，1個傳輸幀包含77個OFDM符號，因此1個傳輸幀的持續時間為96 ms。125個傳輸幀的持續長度為12 s，故設定第0、12、24、36、48 s時傳輸第1個傳輸幀。CNT＿0的計數范圍為0～124，CNT＿1的計數范圍為0～76。

本文中所設計的單頻網系統，數據以傳輸幀的形式通過局域網饋送，傳輸幀的幀計數值CNT作為時間戳保存在傳輸幀中。發射機解析收到的傳輸幀時間戳信息得到該幀的發射時間，然后在START信號上升沿到達時判斷是否為該幀的發射時間。如果是該幀的發射時間，則開始調制傳輸幀的相位參考符。同時，START信號啟動CNT＿1計數，使得調制完相位參考符號之后UPDATE信號立即改變，從而啟動OFDM模塊調制新的符號。直到調制完77個OFDM符號，1次完整的傳輸幀調制全部實現。

上述通過3種同步信號控制傳輸幀符號調制的設計方案使得單頻網中各個發射機在調制每個傳輸幀以及每個OFDM符號時都能實現同步。設計方案也為實現低成本的局域網傳輸方案提供了可行性。在傳輸幀的發射端和接收端都設置一定的傳輸幀緩存，發射臺根據時間戳信息從緩存中得到正確的傳輸幀進行調制發射，解決了局域網因存在網絡波動和傳輸延時而造成的單頻網系統中各發射臺無法持續穩定地同步調制傳輸幀的問題。

3 系統測試

3.1 信號同步測試

選擇Cyclone IV系列型號為EP4C6F17C8的FPGA作為驗證平臺。GPS接收模塊使用秒脈沖精度在30 ns以內的NEO－6M模塊。發射機系統時鐘是由OCXO晶振輸出的16.384 MHz時鐘，其輸出穩定度為5 ppb。對單頻網適配器電路進行綜合，顯示電路共消耗1 635個邏輯單元，995個寄存器。

如圖6所示，用1個服務器端和2個發射客戶端組成DMB單頻網測試平臺。2個發射客戶端PC與服務器端PC的IP地址在局域網的同一網段內，并將單頻網適配器電路加入發射機電路之中。設置兩路發射機RF信號的中心頻率為185.360 MHz。連接發射客戶端的軟件與服務器端的軟件，進行信號同步測試。

圖6 單頻網測試系統示意圖

圖7為OXCO晶振頻率校準結果。圖7（a）的前70 s，由于發射機剛啟動，恒溫晶振的恒溫槽正在加熱使得頻率逐漸升高，當頻率差值進入設定的150 Hz之內時，頻率校準電路開始對98.304 MHz的時鐘進行校準，頻率值最終在120 s時達到穩定，并基本保持不變。圖7（b）顯示了頻率穩定后的數據，頻率差基本穩定在1個時鐘周期之內，這是由電路本身結構決定的，可認為頻率保持不變。從發射臺冷啟動至開始發送，所需時間大于2 min，故頻率校準電路可滿足單頻網系統正常運行條件。

圖7 晶振頻率校準曲線

圖8顯示了GPS模塊失鎖時，無法輸出PPS秒脈沖信號，此時OXCO晶振頻率的變化情況。圖9測試了失鎖3 min后頻率的變化情況。可以發現：在第620～720 s，頻率保持不變，這是由于沒有PPS秒脈沖信號，使得頻率校準電路無法正常計算頻率值，所以輸出保持不變。在GPS模塊恢復鎖定之后，頻率校準電路正常工作，OXCO晶振輸出頻率依然保持在設定值。

圖8 GPS失鎖情況下頻率

圖9為START信號同步測試的結果。從圖9（a）中可以看出：2個傳輸幀之間發送的時間間隔約為96 ms，為1個傳輸幀數據的時間長度。從圖9（b）中可以看出：2個發射機輸出的START信號的時間差為22 ns。多次測量后發現，2個發射機START信號的時間差保持在50 ns以內。

圖9 START信號同步測試結果

圖10為測試UPDATE信號的同步測試結果。圖10（a）表明：2個發射機輸出的UPDATE信號能保持同步，且UPDATE信號每1 246μs翻轉1次，是1個OFDM符號的持續時間。從圖10（b）中可以看出：2個發射機輸出的UPDATE信號的時間差為44 ns。經多次測量發現，2個發射機UPDATE信號的時間差保持在50 ns以內。

圖10 UPDATE信號同步測試結果

圖11為兩路發射機輸出的IQ基帶信號的同步測試結果。通過測量可得：2臺發射機輸出的IQ基帶信號的時間差為74 ns。經多次測量發現，2臺發射機輸出的IQ基帶信號的時間差在100 ns以內。

圖11 IQ基帶信號同步測試結果

圖12是測量不同發射機上變頻后輸出的RF信號的同步測試結果。傳輸幀第1個零符號結束、第2個符號剛開始時，水平標度為4μs，測量出兩路發射機輸出的RF信號時間差為380 ns。經過多次測量發現，兩路RF信號的時間差保持在0.5μs以內。

圖12 射頻信號中零符號的同步測試結果

圖13顯示了2臺發射機輸出的RF信號的測試結果。可以看出：2臺發射機輸出射頻信號的中心頻率偏差分別為9.6、9.5 Hz，兩路發射機的頻率偏差為0.1 Hz。

圖13 射頻信號頻譜測試結果

3.2 校園測試

如圖14所示，在校園內設立2個發射客戶端組建DMB單頻網系統，其中發射客戶端分別位于圖14中左下角與右上角。2個發射客戶端的直線距離約為1 000 m，校園覆蓋面積約為500 000 m2。圖14中左下角發射客戶端的發射機功率為5 W，右上角發射客戶端的發射機功率為3.5W。2個發射客戶端發射機的RF信號的中心頻率為185.360 MHz。

圖14 發射臺與測試路線及地點示意圖

測試過程中，校內地形以及建筑物的阻擋會影響不同地點信號的接收效果。另外，DMB接收機測量偽誤碼率（PBER）值存在誤差且并不固定。同時，手持頻譜儀會隨著天線位置的移動，根據受建筑物的阻擋情況導致顯示的信號強度在一定范圍內波動。因此，使用多次測量之后得到的平均值作為最終的測試結果。

表2列出了校園內4個測試地點的信號強度與PBER值的變化情況，分別為2個發射機單獨工作以及2個發射機協同工作組建單頻網的情況。

表2 測試地點信號強度與PBER變化情況

從RF信號的強度來看，工作在單頻網模式下的發射機整體信號強度均大于只有1個發射機工作時的信號強度。處在單頻網模式時，DMB接收機的誤碼率均有降低，能穩定地接收到射頻信號。

4 結論

設計了一種基于局域網的DMB單頻網實現方案，并設計了一款可用于DMB單頻網系統的單頻網適配器電路。該單頻網適配器電路配合OFDM調制模塊能夠實現2臺發射機輸出的IQ基帶信號時間差小于0.1μs的目標。相比CPU＋FPGA架構或其他FPGA架構的單頻網適配器電路，其控制方式速度快，電路規模更小。同時，上變頻后輸出的RF信號的時間差在0.5μs之內，中心頻率偏差約為0.1 Hz。戶外測試結果表明：在約500 000 m2的校園區域內，使用單頻網適配器的發射機組建單頻網系統后，RF信號強度得到提升，PBER值得到顯著降低，實現了單頻網系統的目標效果。此外，該單頻網的實現方案不需要建設專用信號傳輸網絡，降低了DMB單頻網的架設成本，適合小區、校園等運行小型DMB系統的區域實現低成本單頻網，有助于擴大DMB系統的應用范圍。