基于相位關聯有源諧振輔助換流的電磁干擾抑制

禹 健，馬宇輝，劉 鑫

(山西大學 自動化與軟件學院，山西 太原 030013)

0 引 言

能饋型電子負載作為新能源并網發電的電源裝置，其系統性能的優化與控制是人們研究的熱點[1,2]. 隨著半導體材料的開發和發展，SiC器件的應用使得能饋型電子負載的開關頻率大幅度提高，而三相逆變器中的開關器件高頻動作產生高的du/dt、di/dt，其寄生電容中儲存的電荷在開關導通瞬間快速釋放過程中產生大的尖峰電流，因而產生了極寬頻譜的電磁干擾(Electromagnetic Interference, EMI)，影響系統的可靠運行[3].

近年來，學者們對能饋型電子負載系統中的電磁干擾問題提出了多種解決方案. 文獻[4-6] 提出了有源濾波方案，其對信號采集模塊的硬件要求很高，設計相對復雜，高頻濾波效果會因電流互感器等器件的寄生參數而受到消極影響； 文獻[7,8] 對無源 EMI 濾波器的設計做了精確的建模和分析，但將噪聲源阻抗和濾波器無源器件的高頻特性設定為理想特性，具有一定的局限性； 在文獻[9-11]中，提出了一些改進逆變電路拓撲結構的方案，通過增加橋臂或開關管的數量來達到電路平衡，進而減小共模電壓，但會大幅度增加系統設計的成本，不適合工程應用； 文獻[12-15] 提出了利用輔助諧振極逆變器，結合改進的脈沖寬度調制(Pulse Width Modulation, PWM)等一系列針對能饋型電子負載的EMI抑制方法，其中，大多輔助回路開關是零電流開通(Zero Current Switching, ZCS)，勵磁電流的單向復位，導致選用的變壓器磁芯體積大，輔助換流二極管無鉗位措施，過充振鈴引起電壓應力增高.

為解決上述問題，本文提出了一種相位關聯的輔助諧振極型軟開關能饋型電子負載，結合PWM時序控制策略，抑制電磁干擾EMI. 通過反相鎖定關聯的思想，主開關管實現零電壓開通(Zero Voltage Switching, ZVS)，且在每個開關周期都實現磁化電流復位. 通過1.0 kW實驗樣機，將所提出方法與傳統方法進行了對比，實驗結果驗證了EMI大幅度抑制的有效性.

1 電磁干擾EMI產生機理

圖 1 為MOSFET開關實現感應負載切換的行為模型結構圖. 柵極電壓Vgs高于閾值電壓時，溝道電流Ich開始上升.Ich大于感性負載電流后，續流二極管處于反向截止恢復期，輸入直流電壓通過開關管與續流二極管直接短路，使得電路中產生了很大的尖峰沖擊電流，極大地惡化了系統的工作狀態，甚至導致功率開關器件過電流失效.Ich繼續增大，電容Cds與Cgd放電，CN充電. 電流所流經的回路包括和直流母線電源的濾波電容，包圍面積大，輻射電磁干擾突出. MOSFET開關徹底開通后，寄生電感在二極管兩端產生電壓過充和振鈴. 快速電流瞬變dIS/dt產生寬譜干擾信號，振鈴產生高頻窄帶干擾信號，形成傳導電磁干擾. 在電壓瞬變和電流瞬變時段，所有輻射電磁干擾和傳導電磁干擾，通過輸入濾波電感傳導給被測電源.

圖 1 MOSFET開關實現感應負載切換的 行為模型結構圖Fig.1 Behavior model of MOSFET realizing inductive load switching

因此，抑制Boost變換器功率開關管的電壓和電流尖峰，降低電流變化率di/dt，是從源頭上抑制傳導電磁干擾和輻射電磁干擾EMI的重要因素.

2 軟開關的實現與分析

2.1 電路結構

如圖 2 所示，采用磁化電流雙向復位的軟開關抑制能饋型電子負載的EMI整體方案分為主回路和輔助回路兩部分. 主回路由兩個主開關管S1和S2構成的半橋和輸出濾波電感組成.輔助回路包括輔助電源VAUX和輔助換流變壓器TX，4個輔助開關管Sa1-Sa4兩兩串聯構成輔助換流超前橋臂(ACLD)和輔助換流滯后橋臂(ACLG).

圖 2 磁化電流雙向復位的全ZVS軟開關 能饋型電子負載Fig.2 Energy fed electronic load with bidirectional magnetic current reset and full ZVS switching

2.2 工作過程與控制策略

圖 3 是負載電流為正時，一個PWM開關周期內，各個開關管的驅動脈沖信號和主要結點電壓和支路電流的波形圖. 在一個開關周期內的工作過程如圖 4 所示.

圖 3 電路的特征工作波形Fig.3 The characteristic working waveform of the circuit

(t

(t0-t1)

(t1-t2)

(t2-t3)

(t3-t4)

(t4-t5)

(t6-t7)

(t8-t9)

(t9-t10)

(t10-)圖 4 各工作模式的等效電路Fig.4 Equivalent circuits of different operation modes

穩態條件下進行模式分析，基于以下假設:

1) 所有的開關和元件都是理想元件.

2) 負載電感足夠大，保持開關狀態變化瞬間負載電流ILoad恒定.

3)主開關管S1S2并聯吸收電容C1=C2=Cm-oss.輔助開關Sa1-Sa4的并聯吸收電容Ca1=Ca2=Ca3=Ca4=Ca-oss；

4)圖 4 中箭頭所指方向為電流的正方向.

模式1(t

模式2(t0-t1)：t0時刻，關斷Sa3.換流電感Lr通過變壓器與勵磁電感Lm并聯后和輔助電容Ca3，Ca4發生諧振，Q點電位下降，換流電流iLr從零開始增加,勵磁電流iLm從-ILm_0向正方向變化；

本階段Sa3兩端電壓vSa3和原邊繞組電流iT1表達式為

(1)

iT1(t)=ILm_0cosωa(t-t0).

(2)

由電感電流初值與電感端電壓積分得到勵磁電感電流iLm和換流電感電流iLr，分別為

(3)

(4)

式中：ωa為諧振角頻率.

(5)

在t1時刻，Sa3兩端電壓諧振到VAUX，根據式(1)，本諧振階段的時間

(6)

模式3(t1-t2)：t1時刻，R點電位降至0，Da4自然導通，Sa4達到ZVS換流條件，勵磁電流大小線性減小，換流電感電流線性增加.tA時刻，原邊繞組電流減少至零，滯后輔助開關管Sa4可在時間段t1-tA之間控制導通為ZVS導通.

本階段原邊繞組電流

ILm_0cosωaT0-1.

(7)

輔助管Sa4的軟開通時間

(8)

充電階段(t1-t2)換流電感電流

(9)

t2時刻，換流電感電流iLr的值增至最大值

iLr(t2)=Ir+iLoad,

(10)

式中：Ir為換流電感電流iLr中超過負載電流的部分.

聯立式(9)，式(10)，充電階段(T12)的持續時間

T1-2=

(11)

模式4(t2-t3)：t2時刻，主開關S2關斷，換流電感電流iLr中超過負載電流的部分Ir對電容C1放電C2充電，O點的電位開始諧振上升.

O點電位vO和換流電感電流iLr的表達式為

(12)

Ircosωm(t-t2)+iLoad,

(13)

其中：

(14)

t3時刻，O點電位上升至VDC. 本階段持續時間

(15)

其中：

(16)

模式5(t3-t4)：t3時刻，D1自然導通，S1達到ZVS換流條件.換流電感電流iLr線性下降，tB時刻，換流電流iLr降至負載電流iLoad； 主開關管S1可在時間段t3-tB之間控制導通.

由式(13)、式(15)得： 主開關ZVS開通階段持續時間

(17)

本階段持續時間

T3-4=

(18)

模式6(t4-t6)：t4時刻，關斷Sa1，換流電流iLr降至0 A，勵磁電流iLm反向增至ILm_0； 勵磁電流ILm_0對Ca1充電Ca2放電，Q點電位開始近似線性下降.t5時刻，Q點電位降到0，Da2自然導通. 根據主回路SPWM控制需要，t6時刻S1關斷.Sa2可在t5后控制導通.

ACLD換流持續時間

(19)

模式7(t6-t8)：t6時刻，關斷S1，負載電流iLoad對C1充電C2放電，O點電位線性下降.t7時刻,O點電位降至0，二極管D2自然導通.t7-t8由PWM控制需要確定,S2可在之后控制導通.

主開關自然ZVS換流持續時間

(20)

模式8(t8-t9):t8時刻(在主回路兩次輔助換流間隔時間的中點)，關斷Sa4，勵磁電流iLm對Ca4充電Ca3放電，R點電位開始上升.

R點電位vR和電流iLm表達式為

(21)

(22)

式中：

(23)

在t9時刻，R點電位諧振至VAUX，本階段持時間

(24)

模式9(t9-t10)：t9時刻，Da3自然導通，Sa3達到ZVS換流條件.tC時刻，勵磁電流減少至零；Sa3可在時間段T9C之間控制導通.

本階段勵磁電流

(25)

Sa3的軟開通時間

(26)

t10時刻, 勵磁電流iLm增至ILm_0，本階段持續時間

(27)

模式10(t10- )：t10時刻,關斷Sa2.勵磁電流ILm_0對Ca2充電Ca1放電，Q點電位近似線性開始上升.t11時刻，Q點電位升至VAUX，Da1自然導通； 在下一個開關周期之前(t0)控制導通Sa1.

本階段持續時間

(28)

模式10結束，回路的工作狀態重新回到模式1.

在負載電流輸出為負的情況下，電路的工作流程與前述過程對應相同，僅電流方向相反.

磁化電流雙向復位的ZVS軟開關實現，可抑制能饋型電子負載開關動作時的電壓和電流變化率du/dt和di/dt，大大減小傳導電磁干擾和輻射電磁干擾EMI.

3 電磁干擾實驗特性

研制了一臺1.0 kW的磁化電流雙向復位的ZVS輔助諧振極能饋型電子負載樣機，驗證電磁干擾的抑制特性. 背景參數與詳細組件列表如表 1 所示. MOSFET雙向開關S1和S2最大電壓應力為400 V，最大有效值電流應力為14.47 A.

表 1 樣機器件與參數Tab.1 Components and parameters of the prototype

其中諧振電感Lr為約束參數，在確保實現主開關ZVS開通的Ir范圍內取值，使得式(9)的dv/dt最小.

測量50%負載，額定輸入電壓(220VAC)的電磁干擾分布，與傳統能饋型電子負載進行比較[14,15], 如圖 5 所示.

(a) 傳統硬開關能饋型電子負載電磁干擾特性

(b) 本文軟開關能饋型電子負載電磁干擾特性圖 5 不同開關實現下的實測EMI特性Fig.5 Electromagnetic interference characteristics under different switching implementation

圖 5 中軟硬開關的儀器設置參數相同(原圖： 橫坐標每格1.00 μs，縱坐標每格10.0 V； 放大圖： 橫坐標每格200 ns，縱坐標每格50.0 mV). 可以看出，軟開關操作使得該變換器在輕載條件下的EMI幅值大幅度減小.

電磁干擾EMI的頻譜對比特性如圖 6 所示. 軟開關方案下的頻譜中，幅值大約降低23 dB，并且沒有明顯峰值.

(a) 硬開關實現時的EMI頻譜特性

(b) 軟開關實現時的EMI頻譜特性圖 6 不同開關實現下EMI特性頻譜圖Fig.6 Spectral characteristics of EMI under different conditions

不同負載條件下，與傳統能饋型電子負載比較的EMI特性分布如圖 7 所示.

圖 7 不同負載的EMI對比分布Fig.7 Comparison of EMI distribution under different loads

4 結 論

能饋型電子負載的主電路為升壓拓撲，相位關聯的磁化電流復位，克服了輔助諧振換流極拓撲(Auxiliary Resonant Commutated Pole , ARCP)磁化電流無法即時復位的問題，實現全開關ZVS，進行電磁干擾抑制.

1) 對MOSFET開關及其反并聯二極管開通特性建模，通過靜態特性及動態特性分析給出了輻射電磁干擾EMI和傳導電磁干擾EMI的源頭機理；

2) 相位關聯法實現了主開關管和輔助開關管的零電壓開通，電磁干擾EMI大幅度減少，樣機測試中表明，在50%負載時與硬開關電路相比差值最大，達到23 dB.