一種戰術寬帶通信波形物理層的設計與仿真

李日永，王俊蕊，王亞森,李 偉,黃桂樹

(1.中國人民解放軍91404部隊，河北 秦皇島 066000；2.中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081；3.中國人民解放軍93160部隊，河北 石家莊 050081；4.吉林省交通運輸綜合行政執法局，吉林 長春 130022)

0 引言

從20世紀90年代開始，美國陸軍一直致力于一項長期計劃，將其所有戰術通信設備和網絡納入一個通用的、基于IP的通信框架，即陸軍戰術互聯網[1]，提供從部署的作戰人員到國防部企業網絡、國防信息系統網絡、情報機構網絡和/或盟軍(如北約)網絡的無縫連接和互操作性。最初設想的戰術互聯網有2層結構。較低層級的網絡，連接旅級及以下單位和士兵，依賴于窄帶無線電系統的設備，包括SINCGARS戰斗網無線電[2]、增強型位置定位和報告系統[3]以及移動用戶設備系統[4]。隨著新興的網絡中心戰理論發展，較高的網絡連通性和容量要求超過了窄帶無線通信系統的網絡能力，需要下一代網絡無線電系統的支持。美軍的聯合戰術無線電系統(Joint Tactical Radio System，JTRS)計劃支持了一系列便攜式和可互操作的寬帶網絡波形。

JTRS面向不同應用環境/應用領域(如地面、機載和海上)，共開發了4類寬帶組網波形，包括寬帶組網波形(Wideband Network Waveform，WNW)、士兵電臺波形(Soldier Radio Waveform，SRW)、聯合機載網絡-戰術邊緣(Joint Airborne Network-Tactical Edge，JAN-TE)波形和移動用戶目標系統(Mobile User Objective System，MUOS)波形，其中MUOS是基于新一代移動通信衛星的衛星寬帶通信波形[5]。

最近幾年，隨著單兵與無人化平臺協同作戰樣式的興起，美軍對單兵及無人平臺的寬帶自組網通信的需求日益迫切。國外機構陸續推出了新一代寬帶自組網系統，并裝備于美軍的特戰部隊等軍方用戶，相應的寬帶自組網波形也被納入美軍波形庫。這些寬帶自組網系統在物理層采用了先進編碼(Turbo或LDPC)加上OFDM的編碼調制方式，終端設備采用多天線收發以提升系統吞吐量及衰落信道下的傳輸性能；網絡層采用無中心自組織的組網方式，可適應復雜戰場環境下的靈活可靠的網絡自組織，支持各種業務的多跳自動中繼；應用層支持各種基于IP的應用，包括但不限于話音、視頻、數據、各種態勢信息，近兩年，美軍在論證利用無線自組網小型化設備實現士兵的AR/VR應用。

國內各科研機構近年來密切跟蹤戰術寬帶通信波形的研究與應用，主要技術路線有2種：一種是基于LTE移動通信的有中心無線網絡架構；另一種是基于無線自組網的無中心網絡架構。在物理層技術方面，2種技術路線都采用了類似的編碼正交頻分復用(COFDM)結合多天線的傳輸技術。考慮到戰術應用中無線信道的多變特性以及復雜的電磁環境，寬帶通信波形在接收端的信號處理[6-8]一直是技術難點和研究熱點。

國內外采用的主要方法包括導頻輔助的處理方法[9-12]和盲估計方法[13-14]。盲估計方法的信號處理復雜度高，在實際應用中較為受限，而導頻輔助的方法需要兼顧系統效率和接收性能[15-16]。因此，設計一種高效的戰術寬帶通信波形，并研究接收機端高性能、高可靠的信號處理技術具有十分重要的意義。

本文設計了一種導頻輔助方案，使接收機信道估計更為精確可靠，并且信號處理的計算復雜度低，可滿足戰術應用環境中各種多徑衰落條件。

1 國外戰術寬帶通信波形參考

WNW是美軍戰術骨干網的主要波形之一，其物理層采用OFDM傳輸技術，可在移動應用中獲得良好的寬帶傳輸能力。WNW支持時分多址(TDMA)和載波感知多址(CSMA)等MAC接入方案。在每種帶寬模式下，WNW支持鏈路自適應，通過對無線信道質量的探測感知，實時調整鏈路的參數(調制、編碼、速率)以獲得最佳傳輸性能。在接收端，針對不同參數的鏈路信號，系統可自動解調處理。

WNW支持1.2，3，5，10 MHz的帶寬設置，以實現頻譜規劃的靈活性。WNW還可以通過調整編碼和調制方式來適應不同的鏈路條件和通信需求。WNW支持有2個調制階數(16-DPSK，QPSK)、2個前向糾錯(FEC)方案(Reed-Solomon，Turbo)、4個擴頻因子(1，4，16，64)和2個分集電平(1，2)。WNW的突發數據速率根據模式不同，最低100 kb/s，最高23 Mb/s。WNW的主要性能如表1所示。

表1 WNW-OFDM波形性能Tab.1 Performance of WNW-OFDM waveform

2 寬帶通信波形的設計與信號處理

本文給出一種可應用于戰術環境下的寬帶通信波形的物理層設計。波形采用Turbo編碼和OFDM的編碼調制方式，支持信道帶寬、調制方式、編碼碼率等物理層參數的實時變化，以適應各種無線傳輸信道條件，從而獲得最佳的信道容量和傳輸性能。波形的物理層時域幀結構可靈活定義，支持擴展各種編碼、調制和帶寬等物理層參數[17-18]，支持各種MAC接入技術(令牌環、CSMA、TDMA等)和組網方式，可應用于基于認知的無線寬帶通信系統的物理層傳輸。

2.1 寬帶通信波形的物理層設計

2.1.1 幀結構

波形采用OFDM信號調制，時域幀結構如圖1所示。

圖1 物理層幀結構Fig.1 Physical layer frame structure

Chirp序列用于AGC調整，長度為318.75 μs。前導符號1，前導符號2用于同步和信道估計，各占用1個OFDM符號。SIG-A和SIG-B兩個字段承載物理層解調所需的信令信息，各占用1個OFDM符號。Data字段承載數據消息。

2.1.2 物理層參數

OFDM物理層時間參數如表2所示。

表2 OFDM物理層時間參數Tab.2 Time parameters of OFDM physical layer

2.1.3 物理層參數

波形支持4種調制編碼方式組合如下：

② MCS1：QPSK+Turbo；

③ MCS2:16QAM+Turbo；

④ MCS3:16QAM+Turbo。

后續還可以擴展更多的編碼和調制的組合。

不同調制編碼方式對應的信道傳輸速率如表3所示。

表3 不同調制編碼方式對應傳輸速率Tab.3 Transmission rate of different modulation and coding methods 單位：Mb/s

2.2 接收端信號處理

寬帶波形接收端信號處理流程如圖2所示。接收是發射的逆過程。通過混頻濾波后，進行模數轉換變成數據基帶OFDM信號。基帶處理單元從這些數據包中一方面獲取載波同步和定時信息，進行載波同步和符號相位跟蹤；另一方面獲取信道有關信息進行信道估計，得到信道時頻沖激響應。接收到的OFDM符號在去除循環前綴后進行傅里葉變換(FFT)，再經過逆映射、解交織、解速率匹配、Turbo譯碼和CRC校驗后，最后輸出相應數據。

圖2 接收端信號處理流程Fig.2 Signal processing flow of receiver

2.2.1 頻偏估計

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本文采用時域方法進行頻偏估計，該方法利用2個連續前導符號進行估計，是運行于接收時域信號數據輔助的最大似然算法。

設發送信號為xn，通帶信號yn的復基帶模型為：

yn=xnexp(j2πftxnTs)，

(1)

式中，ftx為發送載波頻率；Ts為采樣周期。

在接收端，忽略瞬時噪聲，接收到的復基帶信號rn為：

rn=xnexp(j2πftxnTs)exp(-j2πfrxnTs)=

xnexp(j2πfΔnT)，

(2)

式中，fΔ=ftx-frx為發送和接收載波的頻差。

定義2個連續重復符號之間的延時為D個采樣點，OFDM符號長度為L，則周期重復信號的延時相關和為：

(3)

理論上，如果沒有頻偏，矩陣R為包含一個元素，為一實數。頻偏的影響體現在式(3)中exp(j2πfΔDTs)項上。因此，可以根據式(3)計算出頻率偏差的估計值為：

(4)

式中，∠R為對R取角度運算。

2.2.2 初始信道估計

本文采用頻域最小二乘算法進行信道的初始估計。信號模型為：

Y=HX+W，

(5)

式中，Y為接收信號；X為發送信號；W為噪聲；H為信道的頻域響應沖擊函數。

Y可以表示為：

Y=[Y0,Y1,…,YNFFT-1]T。

(6)

H可以表示為：

H=[H0,H1,…,HNFFT-1]T。

(7)

X是本地前導中的信道估計訓練序列：

X=diag{X0,X1,…,XNFFT-1}。

(8)

W代表加載在各個子載波上的噪聲響應：

W=[W0,W1,…,WNFFT-1]T。

(9)

根據最小二乘估計算法的方法，要求出信道參數特性，就要使下式取得最小值：

(10)

將式(10)看作一個關于信道參數H的函數，等式右邊求H的偏導數，令偏導等于零，得：

(11)

等效于：

(12)

(13)

從式(10)和式 (11)可以看出，最小二乘估計在估計信道參數的過程中并沒有對系統傳輸中的噪聲做處理，因此，初始信道估計存在估計偏差，需要后續采用逐符號信道估計與均衡方案進行補償與跟蹤。

2.2.3 逐符號信道估計

為了克服傳輸信道的頻率選擇性和時間選擇性衰落問題，本文在幀格式設計中利用每個符號中插入的梳狀導頻進行逐符號信道估計與均衡，采用基于DFT插值的方法進行信道估計。

當獲得導頻子載波處的Np個信道估計值后，可以通過插值的方法，得到其余N-Np點的信道估計值。

基于DFT的信道估計算法是一種比較有效的插值法，它利用了補零和FFT/IFFT的特性。先將帶有噪聲的頻域信道估計通過反傅里葉變換(IFFT)轉換到時域，然后，在時域對信道時域特性進行處理后通過FFT轉換回時域。

基于FFT的時域插值法的信道估計框圖如圖3所示。

圖3 基于DFT的信道估計算法框圖Fig.3 Channel estimation algorithm block diagram based on DFT

圖中，Hp(k)為導頻處的信道響應；hp(n)為Hp(k)的快速傅里葉逆變換；hN(n)為hp(n)的補零序列，即：

(14)

對hN(n)做快速傅里葉變換，得到HN(k)：

(15)

由此可以得出，基于DFT的信道估計是一種有效的插值方法，通過相鄰導頻的信道響應估計出整個信道的響應，通過對逐個OFDM符號進行信道估計與均衡實現了衰落信道下的跟蹤處理，進一步保障了連續數據傳輸過程中的可靠性。

3 寬帶通信波形的性能仿真

在陸地戰術移動應用中，無線傳輸信道復雜多變，本文選擇AWGN信道和DVB-T無線信道模型(最多20條多徑)，對設計的寬帶通信波形進行蒙特卡羅仿真。在不同調制編碼方式下，仿真得到的系統性能如圖4所示。

(a)AWGN信道下的性能

由圖4可以看出，在陸地移動衰落信道環境下，本文設計的寬帶通信波形，采用了初始信道估計和基于導頻的逐符號信道估計等信號處理算法，在不同調制編碼方式下都實現了高性能的數據傳輸。相比較理想的AWGN信道，衰落信道下的接收性能并未隨著信道的衰落出現急劇下降。

4 結束語

戰術移動環境下寬帶通信波形的設計難點在于保證系統傳輸帶寬的同時，提升系統在多徑衰落下的傳輸可靠性，文中提出的信道估計算法適用于各種無線衰落信道，物理層幀結構也可以靈活變化，因此可適用于各種不同多址方式(時分多址、頻分多址等)、不同網絡結構(星狀網、網狀網)、不同業務類型(話音、數據和視頻)的無線通信系統的物理層波形設計中。此外，結合前端的多天線收發處理，在獨立衰落信道條件下，可提供額外的系統吞吐量和傳輸可靠性，這也是未來大帶寬高可靠的戰術移動通信系統的重點研究方向。