基于光電振蕩環路的三分之四倍頻系統

許向前 康曉晨 劉世峰

（1.中國電子科技集團公司第十三研究所 河北省石家莊市 050001）

（2.南京航空航天大學電子信息工程學院 江蘇省南京市 210016）

1 引言

倍頻系統廣泛應用于現代通信系統、雷達系統等領域，極大程度提高了系統帶寬，拓展了系統應用場景。傳統的電域倍頻器主要有晶體管倍頻器[1]、變容二極管倍頻器[2]和階躍恢復二極管倍頻器[3]等。利用非線性電路產生高次諧波或者利用頻率控制回路即可構成倍頻器，使用壓控振蕩器和控制環路使壓控振蕩器的振蕩頻率嚴格鎖定在輸入頻率的整數倍也可構成倍頻器。但會產生不可避免的倍頻噪聲，倍頻次數越高，相應噪聲越大，同時可能會出現相位失鎖等問題。為了克服電域倍頻的缺點，人們提出了光域倍頻技術。該技術以光外差原理為基礎，通過對驅動信號的幅度相位及電光調制器的偏置點予以控制，產生相干高階邊帶，再通過光電探測器拍頻即可得任意倆邊帶頻率差信號。該方案無需使用鎖相環及光注入鎖定等技術，大大降低了對器件的需求，性價比很高。同時基于微腔也可實現倍頻輸出，可有效解決倍頻頻率間隔過窄的問題[4]。但上述方案均存在倍頻相噪惡化的問題，且均為整數階倍頻，在特定情況下難以滿足高質量微波信號輸出需求。

基于此，本文提出一種基于光電振蕩環路的三分之四倍頻系統，第一次實現了分數階倍頻，同時具有大帶寬、低噪聲、低雜散、對外部干擾小、可小型化等優點。

2 理論分析

基于光電振蕩環路的三分之四倍頻系統原理框圖如圖1所示。待倍頻信號ω1經微波源產生并注入電光調制器，激光器輸出的光載波經偏置在最大點的馬赫增德爾調制器產生載波和偶數階邊帶最大的已調信號，經FBG等裝置濾除光載波后注入光電振蕩環路，MZM2工作在最小傳輸點產生載波和偶數階邊帶被抑制而奇數階邊帶最大的調制信號。由于環路振蕩需滿足巴克豪森準則，設環路存在的噪聲信號頻率為ωi，則MZM2會產生2ω1-ωi、2ω1+ωi、-2ω1+ωi和-2ω1-ωi，相互拍頻再經窄帶濾波器后，僅留下和-2ω1+ωi和2ω1-ωi拍頻所得頻率分量，該分量再次注入MZM2，則該分量應與原本注入MZM2的噪聲分量ωi一致。因此，(2ω1-ωi)-(-2ω1+ωi)=ωi，ωi=4/3ω1，實現了對待倍頻信號的三分之四倍頻。這一動態的振蕩建立過程大致如下：當外部無待倍頻信號注入時，由于MZM2處于載波抑制點的緣故光電振蕩器無法維持振蕩。當有外部源注入后，環路中噪聲信號開始與注入信號做調制混頻。由于噪聲信號的隨機和廣譜性，理論上存在一噪聲信號滿足上述方程，則該信號得以通過窄帶濾波器再次進行調制。由于放大器每次對環路信號的放大作用，加之合理調節電移相器，該信號會逐漸增強。經過有限次信號循環后，滿足環路起振條件的信號越來越少，直至該三分之四倍頻信號成為唯一信號，最終實現三分之四倍頻的穩定振蕩。

MZM2射頻口的注入信號應滿足：

其中，Iout(t)為注入MZM2射頻信號，Ein為激光器強度信號，J1(m)、J2(m)為相應調制器的雅克比展開，m為調制系數，ω1、ωi為加載到MZM1和MZM2上的射頻信號頻率，φ1、φi為相應的相位值，為加載到MZM1和MZM2上的射頻信號幅度。

圖2：光電振蕩環路內光譜

系統穩態條件推導得：

3 實驗結果

由于DPMZM產生的二階邊帶信號功率更大，調制器MZM1采用DPMZM；由于FBG較難以完全濾除光載波，采用Waveshaper濾除光載波信號。為增加注入光電振蕩環路的光信號功率，采用摻鉺光纖放大器，該放大器只增加了系統的ASE噪聲，對分倍頻實驗相噪對比無影響。實驗測得的三分之四倍頻系統環路內光譜如圖2所示。

圖3：11.6GHz倍頻信號頻譜

圖4：輸入信號與倍頻信號相位噪聲

將8.7GHz信號注入到基于光電振蕩環路的三分之四倍頻系統中，5GHz與1MHz帶寬范圍內觀測頻譜如圖3(a)(b)所示，產生11.6GHz的三分之四倍頻信號。

測得輸入信號與倍頻信號相位噪聲如圖4所示，兩信號在10kHz頻偏處相位噪聲差2.9dB，與理論的2.5dB大致吻合。

圖5：三分之四倍頻系統的可調諧

對系統可調諧進行了研究，實現了11.2～11.8GHz步進為0.2GHz的頻率可調諧，功率平坦度不多于0.4dB，初步實現了三分之四倍頻系統的頻率可調諧。實驗結果如圖5所示。

4 實驗分析

環路光譜理論上應為經MZM1產生的四倍頻信號被抑制，而MZM2調制的奇次載波最大。但實驗過程中發現，在四倍頻信號與奇次載波幅度大致相近時效果較佳。原因是環路潛在振蕩信號與四倍頻信號拍頻時四倍頻信號幅度較大才能拍出較大的ωi信號以使環路維持振蕩。產生的11.6GHz信號邊模雜散抑制比為59.4dB，是因為將RBW與VBW設置過大導致測試噪底較高。原始8.7GHz信號與倍頻后的11.6GHz信號1kHz頻偏處相位噪聲差2.9dB，與理論中的2.5dB略有差距，是因為加入的EDFA的ASE噪聲或微波放大器與濾波器的頻點響應不同所致，對三分之四倍頻的數值佐證無太大影響。帶內功率平坦度差距，抖動的原因是由于微波放大器和濾波器的不同頻點響應不同。

5 結論

提出的三分之四倍頻實現了8.7GHz輸入信號，三分之四倍頻為11.6GHz的倍頻輸出信號，系統雜散抑制比為59.4dB。與待倍頻信號相比，10kHz頻偏處相位噪聲惡化2.9dB，與理論的2.5dB相吻合。同時進實現了11.2-11.8GHz步進為0.2GHz的頻率可調諧。基于光電振蕩環路的三分之四倍頻系統具有分數階倍頻、大帶寬、低噪聲、低雜散、可小型化、對外界干擾小等優點，可有效解決特定情況下分數階倍頻的使用需求，因此可應用于現代通信系統、雷達系統等領域。