三相直流/交流變換器中放電阻止型緩沖電路的研究

凌昊明，崔國慶

(江蘇大學 電氣信息工程學院，江蘇 鎮江 212013)

0 前 言

絕緣柵雙極晶體管(insulated-gate bipolar transistor,IGBT)結合了電力晶體管(giant transistor, GTR)和電力場效應晶體管的優點，具有通流能力強，開關速度快的良好特性，被廣泛應用于變頻器和開關電源等工作頻率較高的場合中[1]。在IGBT的開通和關斷過程中，由于電壓電流的快速變化，過大的di/dt和du/dt會使IGBT承受過壓、過流，導致其發熱嚴重，為了保證IGBT穩定可靠的工作，需要增加緩沖電路。

關斷緩沖電路能夠在開關管關斷時吸收其兩端的關斷過電壓，防止開關器件因過壓而損壞。目前對緩沖電路的分析大多都是基于單相直流/交流(DC/AC)變換器，而忽略了三相DC/AC變換器中當一相開關器件由導通變為關斷時，另外兩相電路所處工作狀態的變化。文獻[2]探討了H橋RCD緩沖電路與最小應力緩沖電路之間的不同，對其進行了仿真研究。文獻[3]比較了緩沖電路對IGBT關斷過電壓的吸收效果，針對單相DC/AC變換器從能量守恒的角度提供了一種緩沖電路參數的計算方法。文獻[4]基于IGBT的動態模型，分析了緩沖電容對IGBT關斷過程的影響。文獻[5]針對有源電力濾波器主電路中IGBT的尖峰電壓問題，探討了緩沖電路的參數選取。文獻[6]分析了開關側和母線側的RCD緩沖電路，對其進行了比較研究。文獻[7]基于RCD緩沖電路的工作過程，分析了電路間的能量轉換及其損耗。

本文結合三相電壓型直流/交流變換器中IGBT的關斷過程，對RCD放電阻止型關斷緩沖電路工作模態進行了分析，從理論上對緩沖電容的最大過沖電壓進行了推導，通過仿真進一步驗證了理論分析的正確性。

1 IGBT緩沖電路拓撲結構及作用機理

緩沖電路又稱為吸收電路，其作用是抑制電力電子器件關斷時在器件上產生的過電壓。常見的IGBT緩沖電路拓撲結構如圖1所示，圖1(a)為RC型緩沖電路，電路結構簡單，成本低，抑制效果顯著，但關斷損耗較大。圖1(b)為充放電型RCD緩沖電路，在RC型緩沖電路的緩沖電阻上并聯一個二極管，增大緩沖電阻，能有效地抑制過電壓，但工作時的損耗大，適用于開關頻率低的場合。圖1(c)為放電阻止型RCD緩沖電路，電路結構簡單，能夠有效地抑制關斷浪涌電壓以及回路的振蕩，同時將電容吸收的能量回饋給直流側，降低了電路的損耗，提高了效率，因而被廣泛應用于開關頻率較高的場合中。

上述緩沖電路都是基于電容元件兩端電壓無法突變這一特性，在開關器件的兩端并聯上一條容性支路，在器件關斷期間，為其電流提供分流路徑，實現對開關器件的保護。

2 IGBT關斷過電壓產生機理

IGBT在關斷瞬間，集電極電流iC迅速減小，由于主電路中母線寄生電感的存在，較大的di/dt在寄生電感上產生感應電壓，與直流母線電壓一起疊加在IGBT的發射極與集電極之間，使其在關斷的過程中承受極高的電壓。此外，在與IGBT反并聯的續流二極管反向恢復的過程中，反向恢復電流同樣會在寄生電感上形成感應電壓，影響IGBT的正常工作。

圖1 IGBT緩沖電路拓撲結構

圖2 IGBT關斷下的負載曲線

IGBT關斷時的負載曲線如圖2所示。在A點器件開始關斷，沒有緩沖電路時，IGBT端電壓uCE快速上升，感性負載下續流二極管導通，負載線從A點過渡到B點。此后，iC開始下降，直到等于漏電流的大小，即從B點移動到C點。有緩沖電路時，由于緩沖電容C的分流，iC在uCE上升的同時就開始下降，即負載線從A經過D最終到達C，可以看出，在有緩沖電路的情況下，器件能夠工作在安全區，提高了IGBT工作的可靠性。

3 RCD放電阻止型緩沖電路分析

3.1 三相DC/AC變換器下的緩沖電路

帶有RCD放電阻止型關斷緩沖電路的三相DC/AC變換器主電路如圖3所示:Ud為直流母線電壓;LP為母線寄生電感；負載為三相感性星形對稱負載；T1、T4為U相的兩個IGBT管;D1、D4為T1、T4的反并聯續流二極管;緩沖電容Cs1、緩沖二極管Ds1，電阻R1組成了T1的關斷緩沖電路;緩沖電容Cs4、緩沖二極管Ds4、電阻R4組成了T4的關斷緩沖電路;V相、W相的器件組成情況類似。為便于分析，下述討論中，緩沖二極管均視為理想二極管，三相負載不再畫出。

圖3 帶有RCD緩沖電路的三相DC/AC變換器主電路圖

當三相DC/AC變換器使用正弦脈沖寬度調制(SPWM)雙極性調制方式時，在任何時刻一相橋臂只有一個開關器件處于導通的狀態，同一橋臂上下開關器件的驅動信號互補。因此，三相DC/AC變換器在任何時刻都有三個開關器件處于同時導通的狀態。為便于分析，假定當前工作狀態為T1、T2、T3處于導通狀態，則UCE1=UCE2=UCE3=0;T4、T5、T6處于關斷狀態，則UCE4=UCE5=UCE6=Ud。當前狀態下的等效電路如圖4中的實線所示，此時，U相緩沖電容的電壓UCs1=UCs4=Ud，Ds1被鉗位于-Ud而截止，Ds4電壓為0，D1、D4均截止。V相、W相的器件的狀態類似，寄生電感LP中的電流為：

iLP=iT1+iT2

(1)

式中:iT1和iT2分別為T1管和T2管的電流。

T1、T2、T3管的電流為

(2)

式中:iU為U相電流；iV為V相電流；iW為W相電流。

圖4 當前狀態下的等效電路圖

3.2 IGBT換流過程

現以U相橋臂T1管的關斷來分析在此期間三相電路及緩沖電路的工作機制。當開關管T1的驅動信號撤除后，關斷過程開始，T1的等效電阻RD從零開始增大，此時，U相電流iU在母線寄生電感和感性負載的作用下將保持不變。下述分析中，V相、W相的負載電流在此期間亦保持為恒值。T1管電壓uCE1從零開始增大，Ds1兩端電壓從鉗位電壓-Ud開始增大，Ds4的電壓從零開始降低。當uCE1

圖5可進一步簡化為圖6。如圖6所示，從T1接收關斷信號開始到T1完全截止的這段時間內，T2、T3和D4始終處于穩定的導通狀態，若將導通的T2、T3以及D4視為理想的導線，則U、V、W三相橋臂存在相同的電路結構，構成了并聯的電路連接形式，即每相橋臂均存在由一個緩沖電容和一個緩沖二極管組成的串聯電路，流過T1管的電流將經過這三條支路分流。因此當T1管的電流開始降低時，減少的電流將被均分為三等份作為緩沖電容Cs1、Cs5、Cs6電流增加的量。電流在此過程中滿足iCs1=iCs5=iCs6，即T1關斷前的電流將通過三條緩沖支路實現分流。此過程中，三相電流IU、IV、IW保持恒值不變，因此，流過T2、T3的電流將在原有電流的基礎上增加分流過來的電流。由圖6可得寄生電感中的電流為

iLP=iT1+iT3+iCs1+iCs5

(3)

式中:iCs1和iCs5分別為緩沖電容Cs1、Cs5的電流；iT3為T3管的電流。

U相電流滿足

IU=iT1+iCs1+iD4

(4)

式中:iD4為續流二極管D4的電流。

圖5 換流狀態下的等效電路

圖6 換流狀態下簡化后的等效電路

3.3 緩沖電容充電過程

當T1的電流降至零時，換流過程結束，T1管截止，以T1管截止的時刻作為緩沖電容充電的時間零點，則緩沖電容Cs1、Cs5、Cs6的初始電流由此確定，此時的等效電路如圖7中的實線所示。此后，流過母線寄生電感的電流開始降低，緩沖電容中的電流由初始值開始降低，電壓由母線電壓開始升高，當緩沖電容中的電流降至零時，Ds1、Ds5、Ds6截止，此時電壓達到最大值，即此時電容上的電壓為最大過沖電壓，決定了實際電容器件兩端承受的最高工作允許電壓，此時，D4的電流上升至IU，進入完全續流狀態。

圖7 充電狀態下的等效電路

此過程中，電感LP的電流為：

iLP=iCs1+iT3+iCs5

(5)

由3.2小節可知緩沖電容Cs1、Cs5、Cs6的電流滿足

iCs1=iCs5+iCs6

(6)

V相電流為:

IV=iT3-iCs6

(7)

將式(6)、式(7)代入式(5)可得：

iLP=iCs1+iCs5+iCs6+IV=3iCs1+IV

(8)

在直流電壓Ud、母線電感LP、緩沖電容Cs1、緩沖二極管Ds1和續流二極管D4組成的閉合回路中，由基爾霍夫電壓定律可得

uLP+uCs1-Ud=0

(9)

式中:uLP為母線電感LP的電壓；uCs1為緩沖電容Cs1的電壓；Ud為直流母線電壓。

式(9)中，令uCs1-Ud=uC，式(9)可寫為:

uLP+uC=0

(10)

式中:uC為緩沖電容Cs1超出母線電壓的過沖電壓。

式(10)的初始條件為:

(11)

式中:uC(0)為緩沖電容Cs1超出母線電壓的初始值；uCs1(0)為緩沖電容Cs1的電壓初始值；iCs1(0)為緩沖電容Cs1的初始充電電流值。

由式(8)可得:

(12)

緩沖電容Cs1的電流為:

(13)

將式(13)代入式(12)中，可得:

(14)

將式(14)代入式(10)中，得到以uC為變量的回路電壓方程

(15)

式(15)的通解為:

(16)

將式(11)中的初始條件代入式(16)，可得:

(17)

即式(17)為緩沖電容Cs1超出母線電壓的過沖電壓解析式，當緩沖電容電流由初始值降至零時，充電結束，電容兩端的過沖電壓達到最大值，可求得:

(18)

式中:uCmax為緩沖電容Cs1超出母線電壓的最大過沖電壓。

4 仿真驗證

為了驗證上述對緩沖電容最大過沖電壓理論分析的正確性，搭建了帶有RCD放電阻止型關斷緩沖電路的三相DC/AC變換器的仿真模型，仿真參數如下：母線電壓Ud=300 V，寄生電感Lp=400 nH，三角載波頻率為1 000 Hz，調制正弦波頻率為50 Hz，緩沖電阻均取120 Ω，緩沖電容均取0.22 μF，負載電感LL=3 mH，負載電阻RL=4 Ω，采樣時間2×10-8s。

T1管由導通變為關斷時，其端電壓如圖8所示。未加緩沖電路時，T1管端產生了極高的關斷過電壓，達到了近1 700 V，而在有緩沖電路的情況下，T1管的關斷過電壓得到了明顯抑制。流過T1、T2、T3的電流如圖9所示，對圖9虛線中的波形放大,如圖10所示。可以看出，T1管關斷前的電流約為28 A，此時T2管的電流約為38 A，T3管的電流約為9 A，T1管截止后，T3管的電流上升至18 A，T2管的電流升至47 A，即T2管、T3管電流增加的量各為9 A。

圖8 開關管T1電壓

T3管、緩沖電容Cs6的電流如圖11所示。由上述分析可知，緩沖電路工作期間，V相電流保持不變，因此，圖12中T3管電流變化的量即為緩沖電容Cs6電流變化的量。

圖9 開關管T1、T2、T3電流

圖10 開關管T1、T2、T3電流

圖11 開關管T3、緩沖電容Cs6電流

圖12 緩沖電容Cs1電壓和電流

緩沖電容Cs1的充電電流及充電電壓如圖12所示，T1管截止時，對應的緩沖電容的初始電流約為9.43A，與上述T2管T3管電流增加的量相同，符合前文分析中的3倍關系，充電過程結束后，緩沖電容上最大電壓約為322V，即超出母線電壓22V，緩沖電容的電流由初始值降低至零時的時間約為Δt=8×10-7s，將其連同初始電流代入式(17)中，可求得超出母線電壓的最大過沖電壓為22V，與圖中的波形數據相吻合，驗證了關于緩沖電容上最大過沖電壓推導的正確性。

5 結束語

本文對現代DC/AC變換器緩沖電容在IGBT關斷下的最大瞬時電壓問題進行了分析，結合三相電壓型DC/AC變換器中開關器件的切換過程，分析了三相電路在此期間工作狀態的變化。通過對RCD放電阻止型關斷緩沖電路工作模態的分析，探討了緩沖電容上的瞬時過沖電壓與母線寄生電感、緩沖電容之間的關系，給出了最大過沖電壓的數學表達式。通過仿真驗證了理論分析的正確性，為緩沖電路中器件的參數選擇提供了參考依據。