基于MMC的虛擬同步發(fā)電機(jī)技術(shù)在船舶與岸電無縫并網(wǎng)中的應(yīng)用

解文祥 周昊 郭燚 王超

摘要：鑒于船舶與岸電在并網(wǎng)時(shí)存在較大沖擊電流，以及模塊化多電平換流器（modular multilevel converter，MMC）控制的岸電離網(wǎng)運(yùn)行時(shí)對突發(fā)狀況響應(yīng)速度較慢的問題，采用改進(jìn)的虛擬同步發(fā)電機(jī)（virtual synchronous generator， VSG）技術(shù)結(jié)合模型預(yù)測控制（model predictive control， MPC）算法，對岸電電源輸出電流、環(huán)流、子模塊電容電壓進(jìn)行分層預(yù)測控制，實(shí)現(xiàn)船舶與岸電的無縫并網(wǎng)。采用MATLAB/Simulink建立MMC-VSG并網(wǎng)仿真模型，模擬船舶與岸電并網(wǎng)及突加負(fù)載等工況。對所提出的控制策略和算法的有效性進(jìn)行驗(yàn)證，結(jié)果表明，利用所提出的控制策略能實(shí)現(xiàn)VSG離網(wǎng)與并網(wǎng)的無縫切換;與經(jīng)典控制方法相比，所提出的控制策略的動態(tài)響應(yīng)速度提升了5倍。

關(guān)鍵詞：? 船舶; 岸電; 虛擬同步發(fā)電機(jī)（VSG）; 模型預(yù)測控制（MPC）; 模塊化多電平換流器（MMC）; 無縫切換

中圖分類號：? U665.12

文獻(xiàn)標(biāo)志碼：? A

收稿日期： 2020-08-20

修回日期： 2021-02-01

基金項(xiàng)目： 上海市科技計(jì)劃（20040501200）;上海市科學(xué)技術(shù)委員會項(xiàng)目（19040501700）

作者簡介：

解文祥（1993—），男，安徽六安人，碩士研究生，研究方向?yàn)榇爸袎褐绷麟娏ο到y(tǒng)，（E-mail）2602247213@qq.com;

周昊（1987—），男，上海人，工程師，研究方向?yàn)榇肮こ獭⒑Ｑ蠊こ?、工程管理、?xiàng)目管理、財(cái)務(wù)管理，（E-mail）zhou704@163.com;

郭燚（1971—），男，安徽安慶人，副教授，博士，研究方向?yàn)榇半娏ν七M(jìn)系統(tǒng)、船舶中壓直流電力系統(tǒng)，

（E-mail）yiguo@shmtu.edu.cn

Application of MMC-based virtual synchronous generator technology

in seamless grid-connection of ships and shore power

XIE Wenxiang1， ZHOU Hao2， GUO Yi1， WANG Chao1

（1.Logistics Engineering College， Shanghai Maritime University， Shanghai 201306， China;

2.No.704 Research Institute， China Shipbuilding Industry Corporation， Shanghai 200031， China）

Abstract： There exist the large impulse current when a ship connects to shore power， and the slow response speed? to emergencies when shore power is in? off-grid operation （where shore power is controlled by the modular multilevel converter

（MMC））. To solve the problems， the improved virtual synchronous generator （VSG） technology and the model predictive control （MPC） algorithm are adopted to carry out the hierarchical predictive control of the output current， the circulating current and the sub module capacitor voltage of shore power supply， so as to realize seamless grid-connection of ships and shore power. By MATLAB/Simulink， the MMC-VSG grid-connection simulation model is built to simulate the working conditions such as the grid-connection of ships and shore power and the sudden loading. The effectiveness verification results of the proposed control strategy and algorithm show that the proposed control strategy can achieve seamless switching between VSG off-grid and grid-connection， and the dynamic response speed of the proposed control strategy is 5 times faster than that of the classical control method.

Key words： ship; shore power; virtual synchronous generator （VSG）; model predictive control （MPC）; modular multilevel converter （MMC）; seamless switching

0 引 言

船舶靠港時(shí)停止所有的船舶柴油機(jī)運(yùn)轉(zhuǎn)，使用陸地電源供電，可有效降低港區(qū)污染廢氣的排放[1]。目前常用的岸電與船電的切換方式主要有兩種，即離網(wǎng)切換和并網(wǎng)切換[2]。離網(wǎng)切換必須先停止船電再接入岸電或先斷開岸電再開啟船電。為保證船舶供電的連續(xù)性與穩(wěn)定性[3]，岸電與船電的切換通常采用無間斷式并網(wǎng)切換[4]。由于岸電電源與柴油發(fā)電機(jī)兩者的特性不同，若仍對岸電電源逆變器側(cè)采用常規(guī)的下垂控制策略[5]，則

很難讓兩者并網(wǎng)，且并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)很可能因下垂系數(shù)設(shè)計(jì)不當(dāng)

而不穩(wěn)定[6]。虛擬同步發(fā)電機(jī)（virtual synchronous generator，VSG）具有同步發(fā)電機(jī)的外特性[7]，能夠彌補(bǔ)傳統(tǒng)控制策略的缺點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)的調(diào)壓、調(diào)頻、均勻分布功率等功能。在中高壓柔性直流輸電系統(tǒng)中，模塊化多電平換流器（modular multilevel converter，MMC）因其可擴(kuò)展性強(qiáng)、導(dǎo)通損耗低、對濾波器要求較低等特點(diǎn)已得到了廣泛應(yīng)用。當(dāng)前已有許多有關(guān)VSG的研究：文獻(xiàn)[8]提出一種VSG控制策略，并在不同電網(wǎng)條件下進(jìn)行測試，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明VSG可以很好地模擬傳統(tǒng)同步發(fā)電機(jī)的部分特性;文獻(xiàn)[9]通過分析發(fā)現(xiàn)基于MMC的VSG（MMC-VSG）模型確實(shí)顯現(xiàn)出與同步發(fā)電機(jī)模型類似的功角特性，并用實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了MMC與VSG結(jié)合的可行性及優(yōu)勢;文獻(xiàn)[10]建立了基于VSG的船舶無縫并網(wǎng)仿真模型，并著重研究了實(shí)現(xiàn)船舶無縫并網(wǎng)與離網(wǎng)的岸電電源控制策略;文獻(xiàn)[11]提出了基于虛擬阻抗的預(yù)同步控制，但由于只將橋臂輸出電壓與電網(wǎng)同步，未考慮LC濾波器的存在導(dǎo)致橋臂輸出電壓與濾波后電壓存在相位偏差，采用這種方法同步效果較差。文獻(xiàn)[12]提出了MMC-VSG控制技術(shù)，使MMC在進(jìn)行能量變換的同時(shí)兼具對中高壓系統(tǒng)頻率和電壓的支撐能力，但其采用傳統(tǒng)的電壓-電流雙閉環(huán)控制，系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)慢，且并非應(yīng)用于船舶岸電的并網(wǎng)上。

針對上述問題，本文建立MMC-VSG船舶并網(wǎng)仿真模型，通過仿真驗(yàn)證該模型的可行性。結(jié)合改進(jìn)的模型預(yù)測控制（model predictive control，MPC）[13]算法對輸出電流、環(huán)流、子模塊電容電壓進(jìn)行分層預(yù)測控制，進(jìn)一步研究MMC-VSG模型在并網(wǎng)與離網(wǎng)切換及突加負(fù)載等工況下的性能，并驗(yàn)證所提出的控制策略與算法的有效性。

1 基于MPC的MMC-VSG控制方案

MMC僅可簡單模擬同步發(fā)電機(jī)下垂特性，忽略了同步發(fā)電機(jī)所具有的阻尼特性和勵(lì)磁控制環(huán)節(jié)[14]。為解決這些問題，鐘慶昌[15]提出同步逆變器（synchronverter），其能夠模擬同步發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)動慣量、阻尼特性、下垂特性、勵(lì)磁特性，實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)的調(diào)壓、調(diào)頻、均勻分布功率等功能。

基于MPC的MMC-VSG岸電電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。為便于分析，本文將岸電電源整流側(cè)等效為恒壓源Udc，著重分析采用VSG技術(shù)的逆變側(cè)。主電路采用LC濾波的MMC，LS為濾波電感，C為濾波電容，ZS為線路的等效阻抗;PCC表示并網(wǎng)繼電器。控制方法為：①在主電路測量采集機(jī)端三相輸出電壓uabc、電流iabc以及船電三相電壓值ug，abc;②將采集所得數(shù)據(jù)通過幅值計(jì)算得到輸出電壓幅值Um，通過功率計(jì)算得到有功功率Pe和無功功率Q，通過預(yù)同步控制得到同步電壓Usyn、同步角頻率ωsyn;③結(jié)合有功功率和無功功率設(shè)定參考值，通過VSG控制環(huán)節(jié)得到電流給定值iref;④根據(jù)電流給定值，MMC內(nèi)部電壓、電流值，采集所得電壓、電流值，通過MPC算法得出下一時(shí)刻的電壓、電流值，并通過計(jì)算得到使輸出電流控制目標(biāo)函數(shù)J1取得最小值，且不平衡電流抑制目標(biāo)函數(shù)J2在J1取最小值的基礎(chǔ)上取相對最小值的一組開關(guān)狀態(tài)，以此控制驅(qū)動MMC子模塊的投切。

2 VSG控制策略

2.1 功頻控制器設(shè)計(jì)

VSG功頻控制通過轉(zhuǎn)子運(yùn)動方程和原動機(jī)調(diào)節(jié)方程實(shí)現(xiàn)，同步發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子運(yùn)動方程[16]為

Jdωdt=

Tm-Te-Td=

（Pm-Pe）/ω0-D（ω-ω0）

dδdt=ω-ω0

（1）

式中：Tm為原動機(jī)提供的機(jī)械轉(zhuǎn)矩;Te為同步發(fā)電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩;Td為阻尼轉(zhuǎn)矩;Pm和Pe分別為機(jī)械功率和電磁功率;J為轉(zhuǎn)動慣量;ω為實(shí)際角頻率;ω0為額定角頻率，本文取ω0=100π;D為常阻尼系數(shù);δ為功角。

為使岸電電源能夠根據(jù)有功功率變化對系統(tǒng)頻率作調(diào)整，需引入下垂控制關(guān)系：

Pm=Pref+Dp（ω0-ω）

（2）

式中：Pref為VSG額定有功功率設(shè)定值;Dp為有功頻率下垂系數(shù)[17]。

根據(jù)式（1）和（2）設(shè)計(jì)功頻控制框圖如圖2所示。岸電系統(tǒng)實(shí)時(shí)檢測船舶電網(wǎng)頻率，結(jié)合VSG的額定有功功率設(shè)定值，根據(jù)計(jì)算偏差對輸出頻率進(jìn)行相應(yīng)的調(diào)整，給出岸電電源相位角指令。

2.2 勵(lì)磁控制器設(shè)計(jì)

實(shí)際船舶電網(wǎng)中，任意時(shí)刻系統(tǒng)的無功功率都處于平衡狀態(tài)，即任意時(shí)刻任意電壓水平下無功電源所產(chǎn)生的總的無功功率都等于系統(tǒng)總的無功功率。系統(tǒng)的無功輸出與電壓呈負(fù)相關(guān)關(guān)系，VSG給定輸出電壓Uref表達(dá)式為

Uref=UN+Kq（Qref-Q）

（3）

式中：Qref為無功功率預(yù)設(shè)的額定值;Q為岸電電源實(shí)際的無功功率;Kq為無功電壓下垂系數(shù);

UN為系統(tǒng)設(shè)定的額定電壓幅值。

當(dāng)Q波動偏離Qref時(shí)，通過計(jì)算將Uref與實(shí)際并網(wǎng)反饋電壓幅值Um比較，

再經(jīng)過PI控制器得到勵(lì)磁電動勢的幅值Ue，實(shí)現(xiàn)對并網(wǎng)電壓的閉環(huán)控制[18]。幅值與無功功率控制框圖見圖3。

2.3 預(yù)同步控制設(shè)計(jì)

岸電電源與船電并網(wǎng)時(shí)要求并網(wǎng)電源輸出電壓的相位、頻率、幅值一致，以減小并網(wǎng)時(shí)的電磁和機(jī)械沖擊。通過預(yù)同步并網(wǎng)技術(shù)，調(diào)節(jié)變換器輸出電壓的幅值和相位與網(wǎng)側(cè)電壓同步可有效解決沖擊電流問題。頻率為相位的微分，因此當(dāng)相位滿足條件時(shí)，頻率也可以實(shí)現(xiàn)無差跟蹤。

圖4a為相位預(yù)同步過程矢量圖，電網(wǎng)電壓ug與d軸重合，設(shè)相位為θg，角頻率為ωg。逆變器端輸出電壓為u，相位為θ，角頻率為ω，Δθ為電網(wǎng)電壓與逆變器電壓的相位差。當(dāng)逆變器由離網(wǎng)狀態(tài)切換到并網(wǎng)運(yùn)行狀態(tài)時(shí)，通過調(diào)節(jié)逆變器輸出電壓的角頻率可以達(dá)到使兩者的電壓相位相同的目的。由圖4a可知，通過控制uq=0可使電網(wǎng)電壓與逆變器輸出電壓的相位一致。

設(shè)計(jì)基于雙鎖相環(huán)的電壓、相位預(yù)同步單元如圖4b所示。其中，PLL采用MATLAB自帶的PLL模塊，最小頻率為45 Hz，初始輸入相位為0°，頻率為50 Hz，調(diào)節(jié)器增益Ka，p=180、Ka，i=3 200、Ka，d=1，最大頻率變化率為12 Hz/s;PI控制器參數(shù)為比例系數(shù)Kc，p=0.1，積分系數(shù)Kc，i=1。三相船舶電網(wǎng)電壓ug，abc經(jīng)過abc-dq坐標(biāo)變換得到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電壓ug，d和ug，q，將其q軸分量ug，q與0參考值做比較，再經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器得到預(yù)同步角頻率信號ωsyn，最后將該信號送入VSG功頻調(diào)節(jié)器中，得出輸出相位θ。電壓幅值同步流程為：將坐標(biāo)變換所得ug，d和ug，q經(jīng)過幅值計(jì)算得到電網(wǎng)電壓的幅值Um，同時(shí)以其為給定值與反饋值機(jī)端輸出電壓幅值Um比較，再將比較結(jié)果進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，最后PI調(diào)節(jié)器的輸出Usyn補(bǔ)償給VSG的無功功率環(huán)的電壓給定值，使逆變器輸出電壓幅值跟蹤電網(wǎng)電壓幅值。值得注意的是，坐標(biāo)變換使用的參考相位為機(jī)端三相輸出電壓相位，而非由VSG的功頻控制器生成，與傳統(tǒng)的預(yù)同步方法[19]相比，對由LC濾波器所導(dǎo)致的相位偏差進(jìn)行自適應(yīng)補(bǔ)償，可以消除并網(wǎng)瞬間的電流沖擊，實(shí)現(xiàn)岸電輸出電壓與船舶電網(wǎng)電壓的完全同步。

LC濾波器的截止頻率應(yīng)在基波頻率的10倍以上，本文中輸出基波頻率為50 Hz。在確定截止頻率后即可根據(jù)式（4）和（5）計(jì)算出濾波電感LS和濾波電容C的取值，本文取LS=80 mH，C=47.5 μF。

LS=U0ω2LI0ω20+ω2L

（4）

C=I0U0ω2L+ω20

（5）

式中：ωL為截止角頻率;U0為輸出相電壓有效值;I0為輸出相電流有效值。

3 MMC逆變側(cè)MPC策略

3.1 MMC交流側(cè)電流數(shù)學(xué)模型

三相MMC的單相等效電路[20]如圖5所示，其中：

uj（j=a，b，c）為網(wǎng)側(cè)電壓;l和r分別為線路等效電感和等效電阻;L和R分別為橋臂電感和橋臂等效電阻;ip，j和in，j分別為j相上橋臂和下橋臂電流;up，j和un，j分別為j相上橋臂和下橋臂電壓;idiff，j（j=a，b，c）為j相內(nèi)部不平衡電流。

由圖5得MMC的電壓方程：

uj+rij+ldijdt=un，j-up，j2-L2

dijdt-R2ij

（6）

令

ej=（un，j-up，j）/2

L′=L/2+l

R′=r+R/2

（7）

稱ej為MMC的虛擬電動勢，L′為等效電感，R′為等效電阻。式（6）可簡化為

L′dijdt=ej-uj-Rij

（8）

對交流側(cè)電流采用歐拉公式離散化得

ij（t+T）=

TRT+L′ej（t+T）-uj（t+T）+L′Tij（t）

（9）

式中，T為采樣周期。當(dāng)T足夠小時(shí)，可近似認(rèn)為uj（t+T）=uj（t）。

設(shè)交流側(cè)參考電流為iref，j（t+T），若對MMC的輸出電流進(jìn)行預(yù)測控制，則目標(biāo)函數(shù)定義為

J1=iref，j（t+T）-ij（t+T）

（10）

對于N+1電平輸出的MMC來說，每相所有開關(guān)狀態(tài)的組合為22N，若以開關(guān)狀態(tài)的可用組合進(jìn)行預(yù)測計(jì)算則計(jì)算量極大。對輸出電壓電平進(jìn)行預(yù)測控制，使輸出電平數(shù)量恒為N+1，MPC的計(jì)算量能夠大大降低。

設(shè)MMC上、下橋臂各有N個(gè)子模塊，則上、下橋臂參考電壓分別為

ep，j=Ni=0UdcNSp，j，i

en，j=Ni=0UdcNSn，j，i

（11）

式中：Sp，j，i和Sn，j，i分別表示上橋臂和下橋臂第i個(gè)子模塊的導(dǎo)通狀態(tài)。當(dāng)子模塊投入使用時(shí)，Sp，j，i和Sn，j，i的值為1;當(dāng)子模塊切除時(shí)，Sp，j，i和Sn，j，i的值為0。故逆變器的輸出電壓參考值e*j可寫為

e*j=e*n，j-e*p，j2=Udc2N（Kn-Kp）

Kn+Kp=N

（12）

式中：Kp和Kn分別表示上橋臂和下橋臂子模塊導(dǎo)通數(shù)，Kp，Kn=0，1，…，N。由式（12）可知，在對輸出電流進(jìn)行預(yù)測計(jì)算時(shí)僅需計(jì)算N+1種狀態(tài)。

3.2 MMC環(huán)流數(shù)學(xué)模型

三相MMC中的相間環(huán)流，雖然不影響輸出電流波形，但是會疊加在橋臂電流上，增加開關(guān)器件的負(fù)荷，并使系統(tǒng)能量產(chǎn)生一定的損耗，因此在保證輸出電流穩(wěn)定的情況下，對系統(tǒng)的環(huán)流進(jìn)行抑制[21]。

由圖5可得

idiff，j=（ip，j+in，j）/2

Udc2=Ridiff，j+Ldidiff，jdt+ep，j+en，j2

（13）

通過歐拉公式離散化得MMC內(nèi)部不平衡電流預(yù)測模型：

idiff，j（t+T）=2TRT+L′Udc（t+T）+LTidiff，j（t）-

e*n，j（t+T）-e*p，j（t+T）

（14）

結(jié)合輸出電流的預(yù)測結(jié)果，分別從上、下橋臂取出一個(gè)子模塊用于不平衡電流的預(yù)測控制：

idiff，j（t+T）=2TRT+L′Udc（

t+T）+LTidiff，j（t）-

e*n，j（t+T）+Udiff，j-

e*p，j（t+T）+Udiff，j

Udiff，j=Kdiff，jUdcN

（15）

式中：Kdiff，j為抑制不平衡電流的上、下橋臂導(dǎo)通子模塊數(shù)，Kdiff，j=-1， 0， 1。ej由上、下橋臂電壓差決定，因此上、下橋臂同時(shí)加上相同的Udiff，j對MMC的輸出電流沒有影響。

式（14）可化簡為

idiff，j（t+T）=2TRT+L′Udc+LTidiff，j（t）-

UdcN（Kp+Kn+2Kdiff，j）

（16）

式中：Kp+Kn=N-1;Kp，Kn=0，1，…，N-1。

設(shè)icir，j為環(huán)流

，idiff，j=idc/3+icir，j，則對MMC環(huán)流進(jìn)行控制的目標(biāo)函數(shù)為

J2=idc（t+T）/3-idiff，j（t+T）

（17）

圖6為MPC仿真模型以及系統(tǒng)交流側(cè)輸出電流和環(huán)流的MPC策略的詳細(xì)控制流程。

如圖6a將MMC上、下橋臂的電壓、電流以及子模塊電容電壓導(dǎo)入MPC算法中，根據(jù)式（12）逐個(gè)計(jì)算子模塊不同的導(dǎo)通數(shù)所對應(yīng)的逆變器輸出電壓參考值，將其代入式（9）計(jì)算出每種情況下的下一時(shí)刻交流輸出電流值，再將ij（t+T）與VSG控制環(huán)節(jié)得到的電流給定值iref做比較，取目標(biāo)函數(shù)J1，根據(jù)J1最小情況下的上、下子模塊導(dǎo)通數(shù)Kp、Kn控制子模塊導(dǎo)通，即可達(dá)到使逆變器輸出理想電流的效果。

考慮到MMC內(nèi)部環(huán)流的存在，結(jié)合輸出電流的預(yù)測控制結(jié)果，分別從上、下橋臂取出一個(gè)子模塊用于不平衡電流的預(yù)測控制。根據(jù)式（16）計(jì)算Kdiff，j分別取-1、0、1時(shí)MMC內(nèi)部不平衡電流的大小，再通過式（17）得到環(huán)流控制的目標(biāo)函數(shù)J2，取J2最小情況下的子模塊導(dǎo)通數(shù)Kdiff，j。由Kp、Kn和Kdiff，j，即可得出在保證輸出電流穩(wěn)定的情況下對系統(tǒng)的環(huán)流抑制效果達(dá)到最佳的子模塊導(dǎo)通數(shù)。

詳細(xì)MPC的控制流程見圖6b。此時(shí)若將上述流程得到的上、下橋臂的子模塊導(dǎo)通數(shù)直接驅(qū)動子模塊投切將會導(dǎo)致子模塊電容電壓波動[22]，因此再對上、下橋臂子模塊電容電壓進(jìn)行排序，根據(jù)橋臂電流的正負(fù)確定子模塊的開關(guān)狀態(tài)。如果橋臂電流大于0，則投入電容電壓較小的子模塊進(jìn)行充電;如果橋臂電流小于0，則投入電容電壓較大的子模塊進(jìn)行放電。

4 仿真驗(yàn)證與分析

為驗(yàn)證MMC-VSG的岸電電源基本特性及MPC策略的效果，在MATLAB/Simulink仿真環(huán)境下搭建并網(wǎng)仿真模型，相應(yīng)仿真參數(shù)見表1。根據(jù)鋼質(zhì)海船入級及建造規(guī)范以及相關(guān)資料，船舶中壓電力系統(tǒng)交流電壓一般為6 kV/50 Hz或6.6 kV/60 Hz，大型港口一般從地區(qū)電網(wǎng)接受35 kV或110 kV高壓電能，經(jīng)降壓為6～10 kV級再配送到各前沿配電所，因此取交流輸出電壓為6 kV/50 Hz。

4.1 船電與岸電電源預(yù)同步并網(wǎng)

船電與岸電電源并網(wǎng)時(shí)必須保證頻率與電壓幅值一致，采用改進(jìn)的VSG可實(shí)現(xiàn)頻率和電壓幅值對電網(wǎng)的零偏差跟蹤。設(shè)定MMC-VSG工況：0～0.5 s內(nèi)為空載運(yùn)行;0.1 s啟動預(yù)同步單元;0.5 s并網(wǎng)開關(guān)閉合。

圖7為直接并網(wǎng)和預(yù)同步并網(wǎng)三相輸出電流波形。由圖7可知：直接并網(wǎng)時(shí)并網(wǎng)瞬間沖擊電流可達(dá)2 000 A;經(jīng)過預(yù)同步控制后并網(wǎng)，并網(wǎng)電流僅為10 A。直接并網(wǎng)時(shí)由于岸電與船電電壓在幅值、相位上存在差異，并網(wǎng)瞬間產(chǎn)生較大的電流振蕩，很可能導(dǎo)致設(shè)備損壞或引起繼電保護(hù)，直接導(dǎo)致并網(wǎng)失敗。圖8為相同條件下，加入預(yù)同步環(huán)節(jié)的岸電電源a相輸出電壓ua與船電a相電壓ug，a波形對比及VSG功頻控制器輸出電壓與岸電電源機(jī)端輸出電壓波形對比。由圖8a可知，經(jīng)過約0.3 s的調(diào)節(jié)，并網(wǎng)兩側(cè)電壓相位逐漸減小直至重合，完成同步，驗(yàn)證了預(yù)同步并網(wǎng)方法的有效性。由圖8b可以看出，濾波器的存在導(dǎo)致兩者存在一定的相位偏差，若仍采用VSG功頻控制器輸出的電壓作為參考電壓進(jìn)行預(yù)同步控制，則即便經(jīng)過預(yù)同步環(huán)節(jié)，岸電電壓與船電電壓也不能完全同步。

4.2 岸電電源并網(wǎng)、離網(wǎng)仿真分析

設(shè)岸電電源額定容量為3 MW，船舶電網(wǎng)帶1 MW阻性負(fù)載和200 kV·A感性負(fù)載;在0～0.5 s內(nèi)岸電電源空載運(yùn)行;0.1 s時(shí)啟動并網(wǎng)預(yù)同步單元，0.28 s時(shí)預(yù)同步完成;0.5 s時(shí)打開并網(wǎng)開關(guān)并進(jìn)行負(fù)載轉(zhuǎn)移，0.8 s時(shí)負(fù)載轉(zhuǎn)移完成;1 s時(shí)斷開船電斷路器，由岸電電源獨(dú)立供電;1.2 s時(shí)突加0.5 MW有功負(fù)載，200 kV·A無功負(fù)載;1.4 s時(shí)突減0.5 MW有功負(fù)載，200 kV·A無功負(fù)載。

4.2.1 帶阻抗負(fù)載時(shí)MMC-VSG仿真分析

岸電并網(wǎng)切離網(wǎng)過程的岸電輸出有功功率、無功功率、電流、電壓、頻率波形見圖9。

由圖9a可知，VSG能夠按系統(tǒng)調(diào)度指令向電網(wǎng)發(fā)送有功功率和無功功率。為降低負(fù)載突變對電網(wǎng)的沖擊，在負(fù)載轉(zhuǎn)移過程中加入限定，使負(fù)載在

0.3 s內(nèi)逐漸轉(zhuǎn)移完畢，在0.5 s并網(wǎng)的瞬間切除預(yù)同步，導(dǎo)致VSG的電網(wǎng)頻率與船舶電網(wǎng)的存在一定的偏差，此時(shí)通過向船舶電網(wǎng)吸收或注入功率使VSG側(cè)電網(wǎng)頻率與船舶電網(wǎng)頻率同步，造成有功功率在0.5 s時(shí)出現(xiàn)一個(gè)小幅的下挫。圖9b展示出在負(fù)載轉(zhuǎn)移過程中，VSG的輸出電流逐漸增大而非突變，實(shí)現(xiàn)了船電與岸電的平滑過渡。在1.2 s和1.4 s時(shí)分別進(jìn)行的負(fù)載突變測試表明，所設(shè)計(jì)的系統(tǒng)對此工況有很好的響應(yīng)跟蹤性能。由圖9c可知：三相電壓整體輸出波形穩(wěn)定且正弦度良好，僅在離網(wǎng)和負(fù)載突變瞬間電壓因無功調(diào)壓作用而出現(xiàn)小幅波動（約70 V），但僅經(jīng)過0.03 s電壓就快速恢復(fù)穩(wěn)定。由圖9d可知：在0.1 s時(shí)由于啟動預(yù)同步單元，VSG通過調(diào)節(jié)逆變器輸出電壓的角頻率來追蹤電網(wǎng)相位，引起頻率降低;在0.5 s時(shí)向電網(wǎng)輸出有功功率，此時(shí)MMC-VSG輸出的三相交流電電壓頻率上升;同理，在1.2 s和1.4 s時(shí)負(fù)載突變導(dǎo)致頻率波動。

4.2.2 MMC內(nèi)部環(huán)流均壓仿真分析

圖10a為MMC a相環(huán)流波形對比：由無環(huán)流抑制的a相環(huán)流波形可知，在負(fù)載轉(zhuǎn)移完成且穩(wěn)定后（即在1 s時(shí)）其波動范圍為15～40 A;經(jīng)過MPC后的a相環(huán)流在1 s時(shí)的波動范圍僅為27～29 A，系統(tǒng)的環(huán)流減小了92%。可見該方法對系統(tǒng)的環(huán)流具有很好的抑制效果。圖10b為MMC a相上橋臂子模塊電壓，其電壓波動范圍為990～1 010 V，遠(yuǎn)低于在額定值±10%范圍內(nèi)波動的要求。這說明該控制策略具有很好的電容電壓均衡能力。

調(diào)制策略的VSG輸出電流對比。由圖11可知：采用MPC的VSG在系統(tǒng)負(fù)載突變時(shí)能夠在0.004 s內(nèi)立即響應(yīng)，而傳統(tǒng)的VSG則需要約0.02 s才能完成對電流的跟蹤。

4.2.3 電機(jī)啟動過程仿真分析

在0～1 s完成負(fù)載轉(zhuǎn)移后，斷開斷路器，由岸電獨(dú)立供電;在1.05 s時(shí)啟動三相異步鼠籠式電機(jī)（其額定功率為37 kW，額定電壓為400 V，額定頻率為50 Hz，額定轉(zhuǎn)速為1 480 r/min），電機(jī)的轉(zhuǎn)速、電流和VSG輸出電流波形見圖12。

由圖12可知：在電機(jī)啟動瞬間產(chǎn)生約1 400 A的沖擊電流，使電網(wǎng)電流在啟動時(shí)產(chǎn)生劇烈波動;當(dāng)電機(jī)在1.35 s時(shí)達(dá)到額定轉(zhuǎn)速后，系統(tǒng)逐漸恢復(fù)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行。

5 結(jié) 論

港口岸電系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)穩(wěn)定平滑的無間斷式并網(wǎng)切換，在獨(dú)立供電應(yīng)對突發(fā)狀況時(shí)具有優(yōu)良的動態(tài)響應(yīng)能力，能滿足船舶電力系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行要求。

本文通過MATLAB/Simulink平臺，對基于模型預(yù)測控制（MPC）和模塊化多電平換流器（MMC）的虛擬同步發(fā)電機(jī)（VSG）系統(tǒng)進(jìn)行了仿真研究。仿真結(jié)果表明：①采用改進(jìn)的預(yù)同步并網(wǎng)，岸電輸出電壓與船電電壓可實(shí)現(xiàn)完全同步，使得船電與岸電并網(wǎng)時(shí)沖擊電流大幅度減小;②改進(jìn)了VSG的控制策略，通過引入MPC不僅使得逆變器具有很好的環(huán)流抑制能力和電容電壓均衡效果，而且在保證電力系統(tǒng)穩(wěn)定的前提下使岸電電網(wǎng)在工況突變時(shí)的響應(yīng)速度較傳統(tǒng)的載波移相調(diào)制策略提升了約80%。

參考文獻(xiàn)：

[1]宋新濤. 推行船舶岸電技術(shù)發(fā)展綠色航運(yùn)經(jīng)濟(jì)： 關(guān)于張家港靠港船舶使用岸電思考[J]. 航海， 2015（1）： 68-69. DOI： JournalArticle/5b3b8f8bc095d70f007db4d9.

[2]趙偉. 船舶岸電電源控制策略研究[D]. 大連： 大連海事大學(xué)， 2018.

[3]侯玨. 船舶與岸電并網(wǎng)控制策略研究[J]. 船舶工程， 2017， 39（1）： 86-90. DOI： 10.13788/j.cnki.cbgc.2017.01.086.

[4]陳楓， 應(yīng)鴻， 徐鯤鵬， 等. 船舶岸電電源多機(jī)并聯(lián)的并網(wǎng)無縫切換技術(shù)的研究[J]. 電氣工程學(xué)報(bào)， 2017， 12（4）： 33-37. DOI： 10.11985/2017.04.006.

[5]YU Kai， AI Qian， WANG Shiyi， et al. Analysis and optimization of droop controller for microgrid system based on small-signal dynamic model[J]. IEEE Transactions on Smart Grid， 2016， 7（2）： 1-11. DOI： 10.1109/TSG.2015.2501316.

[6]DARCO S， SUUL J A. Equivalence of virtual synchronous machines and frequency-droops for converter-based microgrids[J]. IEEE Transactions on Smart Grid， 2014， 5（1）： 394-395. DOI： 10.1109/TSG.2013.2288000.

[7]SHI Kai， YE Haihan， SONG Wentao， et al. Virtual inertia control strategy in microgrid based on virtual synchronous generator technology[J]. IEEE Access， 2018， 6： 27949-27957. DOI： 10.1109/ACCESS.2018.2839737.

[8]ZHONG Qingchang， WEISS G. Synchronverters： inverters that mimic synchronous generators[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2011， 58（4）： 1259-1267. DOI： 10.1109/TIE.2010.2048839.

[9]LI Chengyu， XU Jianzhong， ZHAO Chengyong. A coherency-based equivalence method for MMC inverters using virtual synchronous generator control[J]. IEEE Transactions on Power Delivery， 2016， 31（3）： 1369-1378. DOI： 10.1109/TPWRD.2015.2499262.

[10]滕磊. 船舶船岸電無間隙轉(zhuǎn)換系統(tǒng)建模與控制策略研究[D]. 武漢： 武漢理工大學(xué)， 2018.

[11]ZHONG Qingchang， NGUYEN P L， MA Zhenyu， et al. Self-synchronized synchronverters： inverters without a dedicated synchronization unit[J]. IEEE Transactions on Power Electronics， 2013， 29（2）： 617-630. DOI： 10.1109/TPEL.2013.2258684.

[12]杜千. 基于MMC的虛擬同步發(fā)電機(jī)控制策略研究[D]. 北京： 北京交通大學(xué)， 2019.

[13]GUTIERREZ B， KWAK S S. Modular multilevel converters （MMCs） controlled by model predictive control with reduced calculation burden[J]. IEEE Transactions on Power Electronics， 2018， 33（11）： 9176-9187. DOI： 10.1109/TPEL.2018.2789455.

[14]LI Yunwei， KAO C N. An accurate power control strategy for inverter based distributed generation units operating in a low voltage microgrid[C]//2009 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition. IEEE， 2009： 3363-3370. DOI： 10.1109/ECCE.2009.5316306.

[15]鐘慶昌. 虛擬同步機(jī)與自主電力系統(tǒng)[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)， 2017， 37（2）： 336-349. DOI： 10.13334/j.0258-8013.pcsee.162325.

[16]魏亞龍， 張輝， 孫凱， 等. 基于虛擬功率的虛擬同步發(fā)電機(jī)預(yù)同步方法[J]. 電力系統(tǒng)自動化， 2016， 40（12）： 124-129， 178. DOI： 10.7500/AEPS201 50727006.

[17]RAJAN E， AMRUTHA S. Synchronverter based HVDC transmission[C]//International Conference on Innovations in Power and Advanced Computing Technologies. IEEE， 2017： 1-6. DOI： 10.1109/IPACT.2017.8245084.

[18]AOUINI R， MARINESCU B， KILANI K， et al. Improvement of transient stability in an AC/DC system with synchronverter based HVDC[C]//2015 12th International Multi-Conference on Systems， Signals & Devices. IEEE， 2016： 1-6. DOI： 10.1109/SSD.2015.7348137.

[19]SHINTAI T， MIURA Y， ISE T. Oscillation damping of a distributed generator using a virtual synchronousgenerator[J]. IEEE Transactions on Power Delivery， 2014， 29（2）： 668-676. DOI： 10.1109/TPWRD.2013.2281359.

[20]陳芃. MMC模型預(yù)測控制研究與優(yōu)化[D]. 武漢： 華中科技大學(xué)， 2019.

[21]MOON J W， GWON J S， PARK J W， et al. Model predictive control with a reduced number of considered states in a modular multilevel converter for HVDC system[J]. IEEE Transactions on Power Delivery， 2015， 30（2）： 608-617. DOI： 10.1109/TPWRD.2014.2303172.

[22]袁小峰. MMC整流器關(guān)鍵技術(shù)研究[D]. 南京： 南京航空航天大學(xué)， 2017.

（編輯 賈裙平）