一種可變結構型高效寬增益多諧振軟開關直流變換器

陳夢穎 王議鋒 陳 慶 楊 良 韓富強

一種可變結構型高效寬增益多諧振軟開關直流變換器

陳夢穎1王議鋒1陳 慶2楊 良3韓富強4

（1. 天津大學電氣自動化與信息工程學院 天津 300072 2. 國網江蘇省電力有限公司 南京 211000 3. 國家電網公司國家電力調度控制中心 北京 100031 4. 國網南京供電公司 南京 210019）

該文提出一種可變結構的多諧振軟開關直流變換器。此變換器采用雙變壓器結構，運用兩個互補導通的輔助開關管進行變換器拓撲結構的轉換。相互變換的工作模態有三種，能夠滿足不同工況對高電壓增益或高變換效率的要求。此外，該文通過合理設置諧振頻率和增益點的方式對變換器的諧振參數進行設計。隨后，針對額定條件下變換器同時傳遞基波和3次諧波能量的工況，構建同時考慮基波和3次諧波的損耗模型，對變換器的損耗分布進行詳細估算。最后，為驗證理論分析的可靠性，基于一臺實驗樣機對所述變換器進行功率實驗驗證，在輸入電壓80～600V變化范圍內，輸出電壓始終穩定在400V，在獲得較寬電壓增益范圍的同時實現了全增益范圍內的高效率變換，變換器最高效率達97.6%。

變拓撲結構 多諧振 直流變換器 軟開關 損耗分析

0 引言

小型風力發電是新能源發電的重要形式，具有能源可再生、清潔無污染的優點[1-3]。根據并網形式，小型風力發電系統可分為離網型和并網型。離網型風力發電系統可將獲得的能量經電力電子裝置直接供給負載或儲能單元，結構簡單、供電可靠性強，但其供電形式單一，不具廣泛適用性；相較之下，并網型風力發電系統能夠將捕獲的能量經電力電子變換裝置輸送入電網，供多種形式負載使用，有效地拓寬了應用范圍。典型的小型并網型風力發電系統由整流器、直流變換器和逆變器組成，詳細結構如圖1所示。但大部分風場具有風速小、風速波動大、系統收集能量較少的特點，使得前級整流器輸出電壓難以滿足后級逆變器并網要求。因此，研究具有較高升壓能力的中間級直流變換器具有重要 意義。

圖1 并網型風力發電系統結構

圖1中，采用升壓型直流變換器，主要用于將直流輸出側電壓變換為后級逆變器輸入側所需電壓等級，是風力發電單元中的重要一環。根據是否提供電氣隔離，直流變換器可分為非隔離型和隔離型，后者在安全性上更具優勢，但效率問題卻是限制其應用的一大瓶頸。

在隔離型變換器中，諧振型直流變換器不僅能夠提高系統的安全性，還具有易高頻化、低電磁干擾、高效率變換等優點，是一種較為理想的直流變換器。該變換器根據諧振元件的數量、結構不同，可表現出不同的變換效果。

相較于傳統兩元件LC結構，LLC諧振直流變換器克服了輕載下電壓范圍難以調節及效率低下的問題。此外，其能夠在全負載范圍內實現零電壓開通（Zero Voltage Switching, ZVS），具有結構簡單、成本低廉等優點，受到了相關學者的廣泛關注[4-10]。文獻[11]提出了一種基于LLC結構的峰值增益配置的優化設計方法，減少諧振電容的同時采用搜尋法進行參數優化設計，在滿足變換器電壓增益前提下，使變換器導通損耗最小化。文獻[12]研究了一種復合式全橋三電平LLC諧振變換器。該變換器集合了復合式全橋三電平（Hybrid full Bridge Three-Level, FBTL）變換器和LLC諧振變換器的優點，降低了開關管及二極管的電壓應力，在全負載范圍內實現ZVS，適合于寬輸入電壓范圍的應用場合。但是，受傳統LLC自身結構的固有限制，電壓范圍和變換效率間仍然存在較大矛盾。

多諧振軟開關直流變換器因含有多個諧振點而擁有多種諧振特性，在不同頻段可滿足不同變換需求。因其諧振元件種類、數量、連接方式的不同，衍生拓撲眾多。根據諧振元件的數量，多諧振軟開關直流變換器可分為四元件結構、五元件結構、雙變壓器結構和拓撲變換結構。文獻[13]研究了四元件CLCL諧振直流變換器，在全負載范圍內實現了ZVS和準零電流關斷（Zero Current Switching, ZCS），降低了功率損耗，提高了變換效率。文獻[14]提出了一種五元件LLC-LC結構的變換器，基于LLC結構，在變壓器二次側增加了陷波濾波器，實現了電壓增益從零可調的范圍，有效地解決了起動和過電流保護的問題。文獻[15]研究了一種雙變壓器結構的多諧振直流變換器，在CLCL拓撲結構上引入了高頻變壓器，實現了開關管和整流管的ZVS和準ZCS，將導通損耗最小化，提升效率。雖然上述結構都在提高電壓增益和效率、縮小頻率范圍等方面做了詳盡的研究，但由于電路形式固定、靈活性有限，電壓增益范圍有待進一步拓寬。

在可變結構型多諧振直流變換器的諧振腔中增加了功率開關器件，可通過控制功率開關器件的通斷改變拓撲結構，經過合理的參數設計使變換器滿足不同工況的應用需求。文獻[16]提出了一種集成全橋變換器和半橋變換器的可變結構型直流變換器。其降低了續流狀態下的傳導損耗，改善了傳統全橋變換器ZVS范圍窄的缺點。文獻[17]研究了一種雙變壓器諧振變換器拓撲變換結構。此拓撲應用條件自適應地改變諧振模式，實現了一次側開關ZVS及兩個諧振模式的二次側二極管ZCS，在額定點處實現了環流能量最小化。上述拓撲改進變換方案在提高效率及拓寬增益范圍方面有極大改善，但尋找寬增益、高效率、窄頻段的優化結合方面仍是諧振型直流變換器的研究熱點，且具有較大的研究價值。

本文提出了一種可變結構型多諧振軟開關直流變換器，基于雙變壓器結構，通過控制輔助開關管的通斷來靈活調整諧振腔電路結構，使得電路可適應多種工況。為滿足應用需求，所述拓撲在輸入電壓較低時，可獲得相對較高的電壓增益，拓寬了電壓范圍，進而維持輸出電壓400V穩定的運行性能；在額定點時，變換器能同時傳遞1次和3次諧波，減小環流，降低了導通損耗；在輸入電壓較高時可工作在降壓模式，理論上可提供從零可調的電壓增益。因此變換器擁有升壓、降壓兩種工況，在較窄的頻率范圍內可實現0.66～5倍的寬電壓增益范圍。最后，本文基于一臺實驗樣機驗證了理論分析的可靠性，最高效率達97.6%。

1 變換器的拓撲結構和工作原理

1.1 拓撲結構

圖2給出了可變結構型多諧振軟開關直流變換器結構，整體上分為三個模塊：左側逆變模塊由4個MOSFET管Q1～Q4組成，主要將給定的直流輸入電壓變為方波形式。中間的諧振腔單元包含兩對電感、電容元件和兩個變壓器，其中，諧振元件s1、s1串聯，p2和p2并聯接入電路；變壓器Tx2二次側則連接由兩個相對串聯的MOSFET組成的輔助開關管Qa和Qb，通過控制開關管的通斷可實現諧振腔結構的轉換，進而滿足不同模態的應用需求。諧振腔模塊的主要作用是濾除方波信號的高次諧波，保留基波交流信號。右側4個二極管VD1～VD4構成了整流模塊，負責將交流電變換為直流電供負載使用。

本文所述可變結構型變換器變換結構主要分為CLTCL模式和LCLCL模式。CLTCL模式時，諧振腔內Qa關斷、Qb導通，變壓器Tx2完整地參與變換工作，此時兩個變壓器串聯共同向負載輸送能量；LCLCL模式時，Qa導通、Qb關斷，變壓器Tx2二次側未接入電路，可將一次側的漏感k2并入p2，然后再與勵磁電感m2相串聯等效為一個電感元件eq2，此模式只有變壓器Tx1完成能量傳輸的任務。

圖2 可變結構型多諧振軟開關直流變換器結構

1.2 CLTCL特性分析

圖3給出了CLTCL型多諧振軟開關直流變換器結構。諧振腔中兩個高頻變壓器相串聯共同傳遞能量。此變換器共含3個諧振點C1、C2和C3，C2為諧振零點。C2處電壓增益恒為0，且不隨負載變化而變化。諧振零點的引入理論上實現了電壓增益從零可調的較寬范圍，同時還使電路具有了過電流保護功能，為電路的良好運行提供一定保障。此外，兩個變壓器的漏感分別并入諧振電感s1和p2中，參與諧振變換過程，充分利用了變壓器固有寄生參數，削弱了其給電路造成的不利影響。

圖3 CLTCL型多諧振軟開關直流變換器結構

本文利用基波等效分析法對CLTCL電路進行了建模分析，應用基爾霍夫電壓、電流定律（KVL、KCL）列寫方程，并對所列方程組進行簡化求解，最終獲得了CLTCL拓撲結構的電壓增益gainFC為

其中

式中，ReC、ImC分別為電壓增益gainFC分母的實部、虛部；s1、s1分別為變換器串聯諧振電容和電感；p2、p2分別為變換器并聯諧振電容和電感；m1和1分別為變壓器Tx1的勵磁電感及匝比；m1、m2和1、2分別為變壓器Tx1、Tx2的勵磁電感和匝比；s為開關操作頻率s的角頻率，s=2ps；eq為負載電阻；w、w和w均為中間變量。因文章篇幅有限，詳細推導過程不再贅述。

根據式（1）～式（3），令gainFC虛部ImC=0，可推導出C1和C3的表達式分別為

令中間變量w=0，可解得C2的表達式。基于式（4）～式（6）可繪出電壓增益曲線。通過合理設計參數，變換器諧振腔的輸入阻抗角接近于零，實現了電路中逆變單元開關管和整流單元二極管開關過程的軟開關或準軟開關性能，使變換器開通損耗最小化。

1.3 LCLCL特性分析

圖4為LCLCL型多諧振軟開關直流變換器結構。諧振腔單元為五元件多諧振結構，包括兩對電感、電容及一個高頻變壓器。此變換器同樣包含3個諧振點L1、L2和L3。其中，L2是諧振零點，由p2和p2并聯結構引入，其對應的電壓增益獨立于負載，恒保持0。類比CLTCL建模方法，利用基波等效法對電路列寫KVL、KCL方程，通過求解方程組獲得了LCLCL電路電壓增益gainFL為

圖4 LCLCL型多諧振軟開關直流變換器結構

其中

式中，ReL、ImL分別為電壓增益gainFL分母的實部、虛部。基于式（7）、式（8），令gainFL的虛部ImL=0，可解得LCLCL拓撲結構諧振頻率L1、L3，L2為諧振腔中p2、eq2并聯引入的諧振零點，L1～L3的表達式分別為

其中

式中，eq2為電感p2和Tx2勵磁電感m2串聯構成的等效電感，eq2=p2+m2。

根據式（9）～式（12）可描繪其電壓增益曲線。通過合理配置L1和L3的關系，變換器能同時傳遞1次、2次諧波，3次諧波傳遞有功功率可減小諧振腔內環流能量，降低導通損耗，有助于提高變換器效率。

1.4 變換器工作模式

基于上述對CLTCL和LCLCL拓撲的描述分析，本文根據兩種拓撲類型的相通點，合理控制輔助開關管的通斷，實現了可變結構的多諧振軟開關直流變換器在兩種拓撲間的靈活轉換，可變結構型多諧振直流變換器工作模態如圖5所示。根據控制方式的不同，所述變換器有三種工作模態。

模態1：此模態下逆變單元采用全橋逆變電路，輔助開關管Qa恒關斷，Qb恒導通，構成了全橋CLTCL（Full Bridge-CLTCL, FB-CLTCL）模態。兩個高頻變壓器Tx1與Tx2相串聯共同向諧振腔輸出側傳遞能量。合理進行參數設計，使得此模態電壓增益最高點gainFC(C1)為整個諧振變換器的電壓增益最大值處。當控制頻率在電壓增益最大值附近時，可實現較窄調頻范圍內寬電壓增益可調的良好性能。

模態2：逆變單元工作模式采用全橋逆變狀態，輔助開關管Qa恒導通，Qb恒關斷，電路進入全橋LCLCL（FB-LCLCL）模態。此模態下變壓器Tx2二次側不參與變換工作，其漏感k2并入p2，與勵磁電感m2相串聯等效為一個電感元件eq2，進而與電容p2構成并聯結構。通過合理配置L1和L3的比例關系，此模態下3次諧波也能傳遞有功功率，充分利用3次諧波能量的同時減小了環流能量，降低了諧振腔內的損耗，提高了變換器的運行效率。

模態3：輔助開關管Qa和Qb運行狀態與模態2一致，逆變單元采用半橋逆變電路，變換器進入半橋LCLCL（Half Bridge-LCLCL, HB-LCLCL）模態。此模態下電壓增益曲線為FB-LCLCL模態的一半，滿足了變換器降壓工況的需求。同時變換器仍可傳遞1次和3次諧波，同樣實現了高效率的良好性能。

圖5 可變結構型多諧振直流變換器工作模態

2 參數設計

2.1 LCLCL變換器設計

LCLCL變換器的設計目的主要是通過合理配置諧振頻率關系，實現變換器同時傳遞1次和3次諧波功率的特點，降低環流損耗、提高變換效率。

本文設定額定頻率L1=100kHz，且3個諧振點頻率關系為

LCLCL變換器在諧振腔輸入阻抗角為零時，電壓增益取最大值，此處設置電壓增益最大值點的諧振頻率為Lmax。利用電路KCL、KVL可解得輸入阻抗角Lin表達式為

全橋、半橋LCLCL模態下變換器工作范圍通常為Lmax～L1的較窄區域，進而可合理縮短操作頻率調節范圍。本文配置Lmax、L1關系如式（15）所示，使得操作頻率工作在0～L1/3的頻率范圍內，滿足設計要求。

本文中，最大增益點gainFL(Lmax)及額定增益點gainFL(L1)關系為

2.2 CLTCL變換器設計

CLTCL結構設計目標為追求較高電壓增益。設置變換器在FB-CLTCL模態時可獲得最大增益，其相應頻率點在C1處，對應的最大增益為gainFC(C1)。

為滿足低輸入電壓條件下獲得較高輸出電壓的需求，應盡量提高變換器的升壓比，即獲得較高的電壓增益最大值gainFC(C1)。但電壓增益增加的同時升壓變壓器Tx2電壓比也會隨之上升，導致變壓器Tx2二次側輔助開關管兩端電壓應力隨之增大，增加了功率器件的選擇及設計的難度。

通過列寫KCL、KVL方程，本文推導了變換器工作在CLTCL模式時輔助開關管Qa及工作在LCLCL模式時Qb的電壓應力Qa、Qb表達式分別為

其中

通過合理地分析觀察可知，變換器輔助開關管電壓應力與整個變拓撲結構變換器的最大增益值及高頻變壓器Tx2匝比2間存在密切聯系。變壓器Tx2匝比2越大，變換器最大電壓增益值gainFC(C1)越大，由此造成輔助開關管Qa和Qb在各自的工作模態下電壓應力相應升高。

圖6給出了變換器最高電壓增益值與輔助開關管電壓應力間的關系。為滿足并網需求，該直流變換器為輸出電壓恒定400V，故而其輸入電壓為輸出電壓與電壓增益的比。通過觀察分析可知，當電壓增益大于6時，雖然滿足了高增益的需求，但兩個輔助開關管在各自工作模態下的電壓應力均大于1 500V，這對開關管的耐壓特性及功率器件的選擇提出了較高要求，提高了設計成本。當電壓增益小于4時，雖然降低了輔助開關管的電壓應力，但電壓增益較低與變換器高增益的設計目標相悖。綜合考慮高增益和低電壓應力的雙重因素，本文取電壓增益最大值為5，即

為了減少磁性元件數量，利用Tx2的漏感代替p2，根據工程經驗，p2的取值估計為

2.3 可變結構型直流變換器增益曲線分析

結合式（1）～式（21），求解出變換器各諧振元件參數，見表1。

圖7為可變結構型多諧振軟開關直流變換器電壓增益曲線。圖中給出了三種工作模態FB-CLTCL、FB-LCLCL、HB-LCLCL下相應的增益曲線。經分析，可變結構型多諧振軟開關直流變換器的增益曲線是三種模態下增益曲線中各取一段組成的，如圖7中箭頭走向曲線所示。

表1 諧振元件參數

Tab.1 Resonance elements parameter

圖7 可變結構型多諧振直流變換器電壓增益曲線

當輸入電壓較低時，調節變換器工作在FB- CLTCL模式。當控制頻率s=C1時，變換器獲得最高電壓增益gainFC(C1)=5（見圖7中點①）；隨輸入電壓增加，s逐漸上升，電壓增益隨之下降，當電壓增益降為3時（見圖7中點②），切換變換器工作模態，此時進入到FB-LCLCL模式（見圖7中點③），此時輸入電壓繼續升高，控制頻率從Lmax重新出發，電壓增益繼續下降，直至降低至1.5時（見圖7中點④），再次切換變換器工作模態，此時進入HB-LCLCL模式（見圖7中點⑤），輸入電壓仍保持增加，控制頻率再次回歸到Lmax重新出發，直至電壓增益降為0（理論上可降低至0），實現了高降壓比的設計要求。在整個操作工程中，控制頻率主要在Lmax～L1的較窄區間內變化，實現了較窄頻段內調節寬電壓增益范圍的效果。

3 損耗分析

針對上述分析，本節以額定點處的工作狀態為例對變換器損耗分布情況進行了建模分析。額定頻率為100kHz，工作狀態為FB-LCLCL模態。額定條件下，變換器可同時傳遞基波和3次諧波分量，因此，本節構建的損耗模型不僅包括了基波傳遞的影響，也考慮了3次諧波對變換器損耗的影響。令表示通用變量，下文中的1st和3rd分別為基波和3次諧波的相應變量。

3.1 開關管MOSFET損耗

額定點L1=100kHz處，變換器實現了ZVS，故開關管MOSFET的主要損耗有關斷損耗、導通損耗和驅動損耗。關斷損耗off_Q1可推算為

式中，off_Q1為一個開關周期的關斷電流；GD為門極和漏極儲存的電荷；GS為門極和源極儲存的電荷；Goff為等效的門極電阻；S1為等效的源極電阻；th為開關管門極閾值電壓；mp_off為米勒平面電壓值；s為開關周期。

導通損耗可推算為

式中，cond_Q1為導通期間流過Q1的電流；DS_Q1為導通電阻；cond_Q1為一個開關周期的導通時間。

驅動損耗可計算為

式中，GS和GS分別為驅動電荷和驅動電壓。

綜上可得，單個開關管的總損耗為

3.2 輔助開關管損耗

本文中輔助開關管共有Qa和Qb兩個，分別由兩個相對串聯的MOSFET構成。輔助開關管的作用主要是通過控制其互補導通來實現變換器拓撲的切換，其只有常開或常閉兩種工作狀態，故輔助開關管的損耗與逆變單元開關管相比只計其導通損耗。由式（24）可得，輔助開關管導通損耗為

3.3 二極管損耗

二極管VD1導通損耗cond_VD1可推導為

式中，f為正向電壓。

開通損耗on_VD1可表示為

式中，on_VD1為二極管開通電流；d為二極管上的電壓；r_VD1為上升時間。

關斷損耗off_VD1為

式中，RM_VD1為二極管峰值反向電流；rr_VD1為反向恢復時間。

3.4 變壓器損耗

FB-LCLCL模態中只有Tx1一個變壓器接入電路中，是拓撲實現高效率變換的重要一環。變壓器損耗包括繞組損耗和磁心損耗。

傳統變壓器的一次側、二次側直流阻抗dc_pri_Tx1和dc_sec_Tx1可由其幾何繞組形式分別直接計算為

式中，Cu為銅的電阻率（W/m）；pri_Tx1和sec_Tx1分別為變壓器的一次側、二次側纏繞導線的等效截面積（m2）；pri_Tx1和sec_Tx1分別為變壓器的一次側、二次側繞線長度（m）。

次諧波的趨膚深度可表示為

式中，0為磁導率。

次諧波的交直流阻抗比為

當和滿足式（35）和式（36）時，根據式（34）可計算出次諧波的變壓器一次側交直流阻抗比R_pri(n)，其中

變壓器二次繞組損耗計算方法與一次側相同，本文不再贅述。

變壓器一次、二次繞組損耗分別為

式中，I_pri和I_sec分別為流過變壓器一次側、二次側的次諧波電流有效值。

一個開關周期內變壓器峰值磁通密度為

利用經典的Steinmetz公式可得變壓器的磁心損耗為

式中，、core、core均為斯坦梅茨系數；e_Tx1為變壓器Tx1的有效截面積；e_Tx1為變壓器Tx1的磁心體積；Dm=max_Tx1/2；以上參數均為變壓器固有參數，可通過查閱數據手冊得知。

進而可得，變壓器Tx1的總損耗為

3.5 電感損耗

電感損耗計算方法與變壓器損耗計算方法類似，其主要包括繞組損耗和磁心損耗。電感s1的直流阻抗可根據其幾何結構推導為

當和滿足式（44）和式（45）時，可由式（34）得到s1的次諧波交直流阻抗比R_Ls1(n)，即

進而得到s1的繞組損耗為

類比變壓器磁心損耗計算方法，s1磁心損耗可推算為

綜上可得，電感s1的損耗為

電感eq2=p2+m2，其損耗計算方法與s1類似，本文不再贅述。

3.6 電容損耗

電路中的電容按其作用可分為輸入電容、輸出電容和諧振電容。

諧振電容s1等值電阻ESR_Cs1與損耗因數tan關系為

則其損耗可表示為

輸出電容損耗計算方法與輸入電容類似，諧振電容p2損耗ESR_Cp2計算可類比s1計算方法，不再贅述。

圖8給出了額定工作點的損耗分布。此工作模態下，變換器的損耗主要包括開關管損耗、二極管損耗及磁性元件的損耗。因開關管實現了ZVS，故其損耗不包含開通損耗，主要包括關斷損耗和導通損耗；磁性元件的損耗主要包括變壓器損耗及兩個電感的損耗。輔助開關管工作處于恒通或恒斷的狀態，所以其損耗只包含導通損耗；電容損耗占比較低。隨著磁集成技術的深入發展及功率器件研究的不斷創新，有望減小變換器的開關管損耗及磁性元件的損耗；采用性能優化的二極管器件或同步整流技術有望減小二極管損耗，進而提升變換器的運行效率。

圖8 額定工作點的損耗分布

4 實驗驗證

為驗證理論分析的可靠性，本文基于一臺200W實驗樣機進行了實驗驗證。圖9給出了實驗樣機的照片。樣機器件的相應型號見表2。

圖9 樣機照片

表2 器件型號

Tab.2 Components model

圖10給出了電壓增益曲線上點①處的實驗波形。此處電壓增益為最大值點，變換器工作在FB- CLTCL模態。圖中，Q1、Q1分別為逆變單元中開關管Q1的電壓、電流；o為輸出電壓；VD1為流過整流二極管VD1的電流。分析圖10可知，當輸入電壓為77.5V時，輸出電壓為400.1V，電壓增益為5.16。此外，諧振腔輸入阻抗角近乎為零，由Q1和VD1波形可知，開關管Q1和二極管VD1的開、關電流均近似為零，變換器實現了ZVS和準ZCS，具有良好的軟開關效果，有效地提高了效率。

圖10 FB-CLTCL電路①點實驗波形

圖11給出了總電壓增益曲線上點④處的實驗波形。此處為額定工作點，變換器工作在FB-LCLCL模態。圖中各變量含義與圖10類似。分析圖11可知，當輸入電壓為266.7V時，輸出電壓為400.2V，此時電壓增益為1.5，與設計相符。圖中開關管Q1的電流Q1呈現馬鞍波狀，說明電路中含大量的基波和3次諧波；同時二極管VD1的電流VD1也呈馬鞍波狀，說明變換器成功傳遞了基波和3次諧波。此處充分利用3次諧波傳遞有功功率，減小了諧振腔內的環流能量，實現了變換器的高效率變換。額定點處的效率達97.6%。HB-LCLCL模態工作情況只是電壓增益降低了一半，其余情況近乎無差，本文不再贅述。

圖11 FB-LCLCL電路④點實驗波形

圖12給出了FB-CLTCL模態向FB-LCLCL模態切換變化過程。圖中，gs-Q4、gs-Qb分別為逆變單元開關管Q4及諧振腔內輔助開關管Qb的驅動信號。in、o分別為變換器輸入、輸出電壓。當輸入電壓為65V時，輸出電壓為335V；隨后in上升至80V左右時，o增加至400V；此后o鉗位在400V，不再發生變化。此模態內gs-Q4說明逆變單元工作在全橋模式，gs-Qb說明輔助開關管Qb恒導通，變換器處于FB-CLTCL模態。當in逐漸增加至133.3V左右時，o仍保持在400V左右，變換器電壓增益近乎為3，此時進行變換器模態的切換，Q4工作模式保持不變，Qb驅動信號置零，變換器進入FB-LCLCL模態，此后在增加至200V的過程中，輸出電壓始終保持在400V不變。

圖12 FB-CLTCL模態向FB-LCLCL模態切換整體變化過程

圖13給出了FB-LCLCL模態向HB-LCLCL模態切換變化過程。輸入電壓從180V增加至600V的過程中，輸出電壓始終保持在400V左右。當輸入電壓增加至266.7V左右時，電壓增益為1.5左右，此時進行變換器模態的切換。Qb驅動信號始終為零，表明諧振腔仍為LCLCL結構，Q4驅動信號從持續開斷工作變為恒置高狀態，說明逆變單元由全橋模式轉變為半橋模式，此后變換器進入HB-LCLCL模態。

圖13 FB-LCLCL模態向HB-LCLCL模態切換整體變化過程

圖14給出了本文變換器在不同模態下的滿載效率曲線。圖中，虛線表示理論計算值，實線表示實驗實測值。變換器共有三種工作模態，分別對應三段效率曲線。各階段效率曲線均為在不同的電壓增益區間測量的。

由圖14可知，在各個工作模態下，變換器效率計算值和實測值誤差在可接受范圍內，說明本文構建的同時考慮基波和3次諧波改進型損耗模型的準確性和有效性。此外，實測條件下，變換器在FB- LCLCL模態下獲得97.6%的最高變換效率；當電壓增益小于2、變換器工作在HB-LCLCL模態時，變換器效率維持在97.55%左右；當電壓增益大于3、變換器工作在FB-CLTCL模態時，變換器效率較前兩種模態普遍偏低，主要因為高增益工況下，諧振腔內電流較大，由此造成的功率器件的導通損耗和磁性損耗較大，降低了變換效率。但即使這樣，變換器仍能保持96.8%左右的較高效率，進一步說明了本文所述變換器的效率優勢。

圖14 不同模態下的效率曲線

5 結論

本文提出了一種可變結構型多諧振軟開關直流變換器。通過控制輔助開關管的通斷，變換器可工作在FB-CLTCL、FB-LCLCL和HB-LCLCL三種模態下。CLTCL變換器的設計目的在于獲取高電壓增益，而LCLCL變換器則要充分利用3次諧波傳遞有功功率，實現高效率變換。此變換器可在較窄頻率范圍內實現寬電壓增益可調的有益效果，同時獲得較高變換效率。此外，本文通過構建同時考慮基波和3次諧波的損耗模型，對變換器額定條件下的損耗進行了詳細估算和分析。最后，基于一臺實驗樣機驗證了理論分析的可靠性，最高電壓增益值達5倍左右，最高變換效率達97.6%。

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A Variable Topology Multi-Resonant Soft-Switching DC-DC Converter with High Efficiency and Wide Gain

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（1. School of Electrical and Information Engineering Tianjin University Tianjin 300072 China 2. State Grid Jiangsu Electric Power Co. Ltd Nanjing 211000 China 3. National Electric Power Dispatching and Control Center State Grid Corporation of China Beijing 100031 China 4. State Grid Nanjing Power Supply Company Nanjing 210019 China）

A variable topology multi-resonant soft-switching DC-DC converter is proposed in this paper. Applying the double transformer structure, this converter can transform the topological structure through two complementary turn-on auxiliary switches. There are three working modes, which can meet the requirements of high voltage gain or high efficiency under different working conditions. In addition, resonant parameters of the converter are designed by setting the resonant frequency and gain point reasonably. Subsequently, according to the condition that the converter transmits the fundamental and third harmonic energy simultaneously under rated conditions, a loss model considering both the fundamental wave and the third harmonic is constructed, and the loss distribution of the converter is estimated in detail. Finally, in order to verify the reliability of the theoretical analysis, this paper conducted a power experiment on the converter based on an experimental prototype. Within the input voltage range of 80～600V, the output voltage is always stable at 400V, and a wide voltage gain range is obtained. At the same time, high efficiency conversion within the full gain range is achieved, and the maximum efficiency of the converter is 97.6%.

Variable topology, multi-resonant, DC-DC converter, soft switching, loss analysis

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.L90293

TM46

陳夢穎 女，1993年生，博士研究生，研究方向為諧振型軟開關直流變換器及其控制。E-mail: cmying@tju.edu.cn

王議鋒 男，1981年生，副教授，碩士生導師，研究方向為先進電力電子技術在電網中的應用。E-mail: wayif@tju.edu.cn（通信作者）

2020-07-09

2020-10-28

國家重點研發計劃資助項目（2018YFB0904700）。

（編輯 陳 誠）